igbt驱动电路精选(九篇)

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第1篇：igbt驱动电路范文

【关键词】永磁同步电机；驱动；负载试验；ACPL-38JT；igbt

1.引言

Avago公司的ACPL-38JT是汽车IGBT用栅极驱动光耦器，输出电流2.5A，集成了去饱和(VCE)检测和故障状态反馈，满足汽车电子AEC-Q100 Grade 1标准要求，可驱动IC=150A，VCE=1200V的IGBT，最大开关速度500ns，VCM=1，500V时15kV/μs共模抑制(CMR)能力，IGBT“软关断”，5-30工作电压，工作温度-40℃到+125℃。ACPL-38JT光电耦合器的带滞后欠压锁定(UVLO)保护功能可通过强制降低输出来保护IGBT免受门电压不足的干扰。集成的IGBT门极驱动器专为增加电机驱动的性能和可靠性并且不影响离散设计的成本、尺寸和复杂性而设计。该设备配有小尺寸16引脚(SO-16)表面贴装，符合UL 1577，IEC/EN/DIN EN 60747-5-2和CSA工业安全标准。

ACPL-38JT主要用于绝缘IGBT/MOSFET逆变器栅极驱动，汽车用DC/DC转换器，AC和无刷DC马达驱动以及UPS。

因此，本文针对ACPL-38JT栅极驱动光耦器进行深入研究，设计了应用于英飞凌型号为FS300R12KE3的IGBT驱动电路，并经过了实验验证。

2.逆变器原理框图

图1为基于ACPL-38JT的车用永磁同步电机PMSM驱动系统控制框图。由逆变电路和主控电路组成，逆变电路为电压源逆变器，由膜电容（该膜电容内部集成有吸收电容）、IGBT及其驱动电路组成，由于膜电容集成有吸收电容，因此可以抑制电流纹波和换流过程中产生的母线电压尖峰，IGBT采用英飞凌型号为FS300R12KE3模块，该模块为六合一模块，如图2所示，IGBT的驱动芯片采用ACPL-38JT。主电路由DSP、CPLD、PWM输出驱动电路、选编解码电路、电流电压采样电路、故障保护电路、CAN接口电路组成等组成。

3.基于ACPL-38JT的驱动电路设计

3.1 驱动电路电源设计

ACPL-38JT驱动芯片的引脚定义如图3所示。为保证IGBT的可靠开通和可靠关断，ACPL-38JT的VCC2-VEE之间的电压设计为24V，通过模块电源来实现，IGBT的门驱动电压G-E设计为18V，VEE2-E设计为-6V，其实现通过18V的稳压二极管来实现，电路园路图分别如图4和图5所示。

3.2 滞后欠压锁定电路和输入互锁电路设计

如图6所示，为保证驱动电路的可靠性，在电路中设计有滞后欠压锁定电路，当电源电压低于一定值是输出滞后欠压信号，根据该信号对IGBT进行保护。为保证输入PWM波出现上下管子直通，设计了输入互锁电路，Q44最主要起互锁作用，当两路PWM信号(同一桥臂)都为高电平时，Q44导通，把输入电平拉低，使输出端也为低电平。图6中的互锁信号lock1和lock2分别与另外一个38JT另一桥臂lock2和lock1相连。

3.3 U相下桥臂的驱动电路

根据前面的分析设计了基于ACPL-38JT的六合一的IGBT驱动电路，图7中给出了U相下桥臂的电路原理图，为提高电路的驱动能力，采用推挽电路来实现，输出电压VOUT经过两个快速三极管推挽输出，使驱动电流增大，能够快速驱动1200v、300A的IGBT。同时IGBT的导通和关断电阻可以根据需要进行选择，开通电阻可在5欧和2.5欧之间选择，关断电阻可在5欧、2.5欧和1.6欧之间选择。

4.实验结果

在完成驱动电流的基本测试后，将驱动电路装到IGBT上，带上电机负载进行试验，试验结果如后所述。

4.1 驱动电压波形中开通过程米勒平台考察试验

为了考察母线电压对米勒平台的影响规律，在母线电压分别为100V和400V时静态测试(未转动电机)开通过程的驱动电压波形，分别如图8和图9所示。母线电压升高后，驱动电压开通过程米勒平台开始出现变形。但是从上图对比可以看出，该电压“凹陷”过程并未影响开通时间，而只是在原有应为平台的区段出现变形。

4.2 稳态时母线电压幅值对驱动电压的影响

不同电压下稳态时的A相上管驱动电压Uge如表1所示。因此，稳态情况下，母线电压幅值对驱动电压Uge影响很小。

4.3 稳态时电流大小对驱动电压的影响

在400V母线电压下，测试不同电流下的A相上管和C相下管驱动电压，结果如表2所示。因此，稳态情况下，电流大小对驱动电压Uge影响也很小。并且不同管子的的驱动电压有较大差异。

4.4 电机电流波形

测试的母线电压为300V时，转速为700rpm，当相电流升至360Arms时电流波形如图10所示，图中1通道为驱动电压波形，2通道为电机电路波形，检测电流的过程中，对电流卡钳的量程进行了设计，所以示波器上显示单位为毫伏。

5.结论

本文对ACPL-38JT驱动芯片进行分析，通过对电源电路、滞后欠压锁定电路和输入互锁电路、驱动推挽电路和驱动电阻等电路的设计，最终完成针对英飞凌型号为FS300R12KE3的IGBT驱动电路的设计。经过带电机负载试验，本文所设计的ACPL-38JT驱动电路满足驱动电机负载的需求。

参考文献

[1]/public/art/artinfo/id/80008531.

[2]申翔.IGBT集成驱动模块的研究[J].电源技术应用,2006(9):49-53.

[3]丁浩华,陈辉明.带过流和短路保护的IGBT驱动电路研究[J].电力电子技术,1997(1):30-32.

[4]李宏.电力电子设备器件及集成电路应用指南(第一分册).电力半导体器件及其驱动集成电路[M].北京机械工业出版社,2001.

第2篇：igbt驱动电路范文

下面以2SD315A为例，对CONCEPT公司驱动器加以说明：

配套能力强，1 700 V，2 500 V，3 300 V三种电压等级；内部双DC／DC变换器，两路驱动电源隔离；单15 V供电，内部+15 V，-15 V由DC／DC变换器得到；用变压器隔离，工作频率100 kHz；-40～+85 ℃工作范围；独立工作方式或半桥工作方式；CMOS／TTL信号输入；隔离电压4 000 Vrms；UCE监控短路过流；死区时间可调；故障记忆锁定输出；欠压(

4.8 EUPEC公司系列驱动器

EUPEC公司驱动器主要有两种：

2ED020I12-F：1 200 V等级，±15 V／+l A／－2 A，无磁心变压器驱动；2ED300C17-S／ST：1 700 V等级，±15 V／30 A，变压器驱动

4.9 光纤隔离驱动

自世界上第一只MOSFET及IGBT问世以来，电压控制型电力电子器件特别是IGBT正经历一个飞速发展的过程。 IGBT单模块器件的电压越做越高，电流越做越大。同时，与之配套的驱动器件也得到了大力发展。随着器件应用领域越来越广，电源设备变换功率越来越大，电磁干扰也相应增大。在这种情况下，提高控制板的抗干扰能力，提高驱动耐压等级己成为一种趋势。光纤的使用也就成为了一种必然。

(1)IGBT驱动隔离的几种方式

不同功率等级的器件，对驱动的要求不尽相同，下表给出了目前常用的几种驱动方式的比较(见表20)。

(2)光纤收发器的种类

目前，大部分光纤收发器均使用Aglient公司的几种产品型号。具体见表21(表中数据均为0～70℃使用条件，特殊标注除外)。

一般情况下，HFBR-1522，HFBR-2522使用较多，在大功率电力转换设备中，控制板与大功率模块驱动板之间1MBd的信号传输率已满足要求，而且45m的距离也已足够使用，在实际使用中，光纤的长度可依要求选择(见图35、图36及图37)。

(3)光纤传输在驱动电路中的具体应用

第3篇：igbt驱动电路范文

智能功率模块（IPM）是Intelligent Power Module的缩写，是一种先进的功率开关器件，具有GTR(大功率晶体管)高电流密度、低饱和电压和耐高压的优点，以及MOSFET（场效应晶体管）高输入阻抗、高开关频率和低驱动功率的优点。而且IPM内部集成了逻辑、控制、检测和保护电路，使用起来方便，不仅减小了系统的体积以及开发时间，也大大增强了系统的可靠性，适应了当今功率器件的发展方向——模块化、复合化和功率集成电路（PIC），在电力电子领域得到了越来越广泛的应用。本文以三菱公司PM100DSA120为例，介绍IPM的基本特性，然后着重介绍IPM的驱动和保护电路的设计。

1 IPM的基本工作特性

1．1 IPM的结构

IPM由高速、低功率的IGBT芯片和优选的门级驱动及保护电路构成，如图1所示。其中，IGBT是GTR和MOSFET的复合，由MOSFET驱动GTR，因而IGBT具有两者的优点。

IPM根据内部功率电路配置的不同可分为四类：H型（内部封装一个IGBT）、D型（内部封装两个IGBT）、C型（内部封装六个IGBT）和R型（内部封装七个IGBT）。小功率的IPM使用多层环氧绝缘系统，中大功率的IPM使用陶瓷绝缘。

1．2 IPM内部功能机制

IPM的功能框图如图2所示。IPM内置驱动和保护电路，隔离接口电路需用户自己设计。

IPM内置的驱动和保护电路使系统硬件电路简单、可靠，缩短了系统开发时间，也提高了故障下的自保护能力。与普通的IGBT模块相比，IPM在系统性能及可靠性方面都有进一步的提高。

    保护电路可以实现控制电压欠压保护、过热保护、过流保护和短路保护。如果IPM模块中有一种保护电路动作，IGBT栅极驱动单元就会关断门极电流并输出一个故障信号（FO）。各种保护功能具体如下：

（1）控制电压欠压保护（UV）：IPM使用单一的＋15V供电，若供电电压低于12．5V,且时间超过toff＝10ms，发生欠压保护，封锁门极驱动电路，输出故障信号。

（2）过温保护（OT）：在靠近IGBT芯片的绝缘基板上安装了一个温度传感器，当IPM温度传感器测出其基板的温度超过温度值时，发生过温保护，封锁门极驱动电路，输出故障信号。

（3）过流保护(OC)：若流过IGBT的电流值超过过流动作电流，且时间超过toff，则发生过流保护，封锁门极驱动电路，输出故障信号。为避免发生过大的di/dt，大多数IPM采用两级关断模式，过流保护和短路保护操作可参见图3。其中，VG为内部门极驱动电压，ISC为短路电流值，IOC为过流电流值，IC为集电极电流，IFO为故障输出电流。

    （4）短路保护(SC)：若负载发生短路或控制系统故障导致短路，流过IGBT的电流值超过短路动作电流，则立刻发生短路保护，封锁门极驱动电路，输出故障信号。跟过流保护一样，为避免发生过大的di/dt，大多数IPM采用两级关断模式。为缩短过流保护的电流检测和故障动作间的响应时间，IPM内部使用实时电流控制电路（RTC）,使响应时间小于100ns，从而有效抑制了电流和功率峰值，提高了保护效果。

当IPM发生UV、OC、OT、SC中任一故障时，其故障输出信号持续时间tFO为1．8ms（SC持续时间会长一些），此时间内IPM会封锁门极驱动，关断IPM；故障输出信号持续时间结束后，IPM内部自动复位，门极驱动通道开放。

可以看出，器件自身产生的故障信号是非保持性的，如果tFO结束后故障源仍旧没有排除，IPM就会重复自动保护的过程，反复动作。过流、短路、过热保护动作都是非常恶劣的运行状况，应避免其反复动作，因此仅靠IPM内部保护电路还不能完全实现器件的自我保护。要使系统真正安全、可靠运行，需要辅助的外围保护电路。

2 IPM驱动电路的设计

驱动电路是IPM主电路和控制电路之间的接口，良好的驱动电路设计对装置的运行效率、可靠性和安全性都有重要意义。

2．1 IGBT的分立驱动电路的设计

IGBT的驱动设计问题亦即MOSFET的驱动设计问题,设计时应注意以下几点：①IGBT栅极耐压一般在±20V左右，因此驱动电路输出端要给栅极加电压保护，通常的做法是在栅极并联稳压二极管或者电阻。前者的缺陷是将增加等效输入电容Cin，从而影响开关速度，后者的缺陷是将减小输入阻抗，增大驱动电流，使用时应根据需要取舍。图4为IGBT栅极保护原理图，其中，RG、DZ、Cin分别为等效栅极阻抗、稳压管和等效输入电容。②尽管IGBT所需驱动功率很小，但由于MOSFET存在输入电容Cin，开关过程中需要对电容充放电，因此驱动电路的输出电流应足够大，这一点设计者往往忽略。假定开通驱动时，在上升时间tr内线性地对MOSFET输入电容Cin充电，则驱动电流为Igt＝CinUgs/tr，其中可取tr＝2.2RCin，R为输入回路电阻。③为可靠关闭IGBT, 防止擎住现象, 要给栅极加一负偏压，因此最好采用双电源供电。

2．2 IGBT集成式驱动电路

IGBT的分立式驱动电路中分立元件多，结构复杂，保护功能比较完善的分立电路就更加复杂，可靠性和性能都比较差，因此实际应用中大多数采用集成式驱动电路。日本富士公司的EXB系列集成电路、法国汤姆森公司的UA4002集成电路等应用都很广泛。

2．3 IPM驱动电路设计

现以PM100DSA120为例进行介绍。PM100DSA120是一种D型的IPM，内部封装了两个IGBT，工作在1200V／100A以下，功率器件的开关频率最大为20kHz。由于IPM内置了驱动电路，与IGBT驱动电路设计相比，外围驱动电路的设计比较方便，只要能提供15V直流电压即可。

但是IPM对驱动电路输出电压的要求很严格?熏具体为：①驱动电压范围为15V±10％?熏电压低于13．5V将发生欠压保护，电压高于16．5V将可能损坏内部部件。②驱动电压相互隔离，以避免地线噪声干扰。③驱动电源绝缘电压至少是IPM极间反向耐压值的两倍（2Vces）。④驱动电流可以参阅器件给出的20kHz驱动电流要求，根据实际的开关频率加以修正。⑤驱动电路输出端滤波电容不能太大，这是因为当寄生电容超过100pF时，噪声干扰将可能误触发内部驱动电路。

这里介绍一种可获得高质量15V电源的方案。该方案驱动电路不仅结构紧凑、简单，而且抗干扰能力强，典型电路如图5所示。

图5 IPM驱动电路和外围隔离电路

    图中各器件的类型和参数已经标出，其中，M57140－01和M57120L是三菱公司为其IPM系列产品专门配置的电压变换模块。在M57120L的输入端加一路113V～400V的直流电压可以在输出端得到一路20V的直流电压，在M57140－01的输入端加一路18V～22V的直流电压，输出端可以得到4路相互隔离的15V电压，方便地为IPM供电；HCPL4504和PC817是高速光耦，起到电气隔离IPM与外部电路的作用，IPM的控制信号Cin和故障输出信号FO通过光耦传输。

在应用要求不高的场合也可以用常用的整流电路得到的20V直流电压取代M57120作为M57140－01的输入端，也可以采用整流电路直接得到的15V直流电压为PM100DSA120供电，但效果不如图5所示的方案，实践应用中证明了这一点。

3 IPM保护电路的设计

完善的系统保护不能只依靠IPM的内部保护机制，需要辅助外围的保护电路，这可以通过硬件的方式实现，也可以通过软件的方式实现。

3.1 IPM保护电路的硬件实现

实现方式很多，列举两个例子说明。

方案一 PWM接口电路前置74HC245、74HC244等带控制端的三态收发器，如图6所示。IPM的控制信号经过74HC245的输入、74HC245的输出后送至IPM接口电路；各个IPM的故障输出信号经光耦隔离输出后得到高电平FO，送入或门，或门输出经过R－C低通滤波器后，送入74HC245的使能端OE。IPM正常工作时，或门输出为低电平，74HC245选通；IPM故障报警时，或门输出为高电平，74HC245所有输出置为高阻，封锁各个IPM的控制信号，关断IPM，实现了保护功能。

    方案二 PWM接口电路前置一级带控制端的光耦，如6N137。方案二的原理与方案一类似，只是由于高电平使能控光耦合6N137，或门换成了或非门，其输出经过R－C低通滤波器后，送入了可控光耦合6N137的光耦使能端VE，但同样在IPM故障报警时封锁IPM的控制信号通道，实现了保护功能。

需要注意的是，为缩短故障响应时间，R－C低通滤波器时间常数应该小。两级光耦延长了响应时间，应选用高速光耦。

以上两种方案都是利用IPM故障输出信号封锁IPM的控制信号通道，因而弥补了IPM自身保护的不足，有效地保护了器件。

3.2 IPM保护电路的软件实现

软件的基本思路是：IPM故障报警时，故障输出信号送到控制器处理，处理器确认后，利用软件关断IPM的控制信号，从而达到保护目的。

综上所述，软件保护不需增加硬件，简便易行，但可能受到软件设计和计算机故障的影响；硬件保护则反应迅速，工作可靠。实践应用中软件与硬件结合的保护方式能更好地提高系统的可靠性。

4 IPM的驱动和保护电路的设计实例

笔者在DSP控制开关磁阻电机的项目中，选用IPM作为功率变换器的主开关器件，控制器采用了德州公司的TMS320F240 数字信号处理器，功率驱动电路的输入（即IPM的控制信号）由TMS320F240内含的全比较单元相对应的PWM1～PWM4产生。

TMS320F240的事件管理器模块包含一个功率驱动保护引脚（PDPINT），当该引脚被拉低时，所有的事件管理器输出引脚均被硬件设置为高阻态，因此PDPINT可用来为监控程序提供电机驱动的异常情况，并实现故障保护。

驱动电路的设计如图4所示。保护电路选用软件保护，四个功率器件IPM的故障信号经过光耦隔离，送至或非门CD4078，其输出经过低通阻容滤波器连接到DSP的PDPINT引脚。当IPM故障报警时，PDPINT引脚被拉为低电平，DSP内部定时器立即停止工作，所有PWM输出呈高阻态，封锁IPM控制信号；同时产生中断信号，通知DSP有故障情况发生，在中断服务程序中判断发生何种故障，并显示故障代码。

图7为负载电流为8A、SRM额定转速运行时IPM的15V驱动电压波形。

第4篇：igbt驱动电路范文

通用变频器，大到国际大公司，小到工厂家庭乃至在各种设备中都有应用，而其主要的区别只是在品牌和功率的大小。在经过几年的使用后不管是国产的还是进口的变频器故障就陆续出现。其中变频器故障主要有上电无反应、报过流、报过压、报过温或三相负载输出不平衡等等，尤其以三相输出不平衡故障为多，而最终表现出过流、过压故障的实质也就是三相不平衡。但因变频器维修资料图纸等也相当缺乏，出现故障后，用户要么直接换新变频器，要么通过厂家维修，但这样费用较高，周期又长。为打破这一瓶颈，校企工作室通过探索研究自主检修技改，将解决变频器三相输出不平衡的问题。

本文以校企工作室检修过的变频器为例，结合机械工况对其内部电子电路原理，进行分析和归纳，最终把三相输出不平衡的问题在技术上攻破。

【关键词】变频器；逆变器；不平衡；驱动电路；

1 引言

现行变频器，进口的有ABB、西门子、三菱、安川、丹佛斯，国产的有英威腾、森兰、阿尔法等，台湾的有东元、台达等变频器。

变频器是弱电和强电的有机结合，是软件和硬件的有机结合，更是微电子技术和电力半导体器件的结合应用。它控制上的智能化和灵活多变及完善的检测和保护电路，电路元器件的非通用性和特殊要求，说明了这类机器的智能化电气设备的特点。特别是国外的一些变频器在稳定性、可靠性上都有较好的口碑，但是这些变频器随着使用时间的增长，再好的产品也会损坏。国外进口产品正因为是在质量上有较好的口碑，不易出现故障，导致用户对其产品内部的电控系统感到非常神秘，一旦出现故障只能有求于生产厂家，所以在技术上一直比较被动。

当今通用变频器一般是由整流、滤波、逆变、制动单元、驱动单元、检测单元、微处理单元等模式组成。市场上基本以这种交直交电压型变频器为主。它主要有三部分构成，将工频电源变换为直流功率的“整流器”，吸收在变流器和逆变器产生的电压脉动的“平波回路”，以及将直流功率变换为交流功率的“逆变器”。另外，异步电动机需要制动时，有时要附加“制动回路”。

因此“逆变单元”是变频器要将直流功率变换为所要求频率的交流功率的关键器件，以有序的时间控制六个IGBT导通、关断就可以得到三相交流输出。本文以PWM控制方式中市场拥有量最大的交直交变频器进行分析、研究，对经常出现三相输出不平衡故障的原因进行探索及列出对策，主电路见下图：

2变频器输出不平衡的原因与处理

（一）变频器的逆变器基本工作原理

变频器三相（U、V、W）交流输出频率波形质量和电压平衡的程度直接影响电动机调速运行的状态与电动机的使用寿命，同时影响变频器的寿命，正常的变频器，其交流输出的波形应该符合要求和电压平衡，否则引起输出不平衡，如过流、过压、三相负载不平衡等故障出现。

逆变器主要是由主电路中的IGBT等功率开关器件构成，给电动机提供电压、频率可变的电源，由控制回路的控制指令进行控制。而控制指令是由CPU主板产生的脉冲信号，通过驱动该脉冲信号的传输电路：先将脉冲信号加到驱动光耦的输入脚，一般在输入信号低电平期间使光耦内部发光二极管发光耦合，输出高电平信号，然后去驱动后置放大电路，提供正向偏流，经两级互补式电压跟随器的功率放大，最后引入IGBT的G极，IGBT开通；在输入信号的高电平期间，当转为负压输出时，也经驱动后置放大电路提供了正向偏流，IGBT截止关断。

驱动电路工作状态的正常与否，有着至关重要的作用，它只有一个判断标准：能正常地传输和放大六路驱动脉冲，输出的六路驱动脉冲，应具备符合要求的电压幅度和电流供给能力。否则逆变器工作状态将直接影响三相输出主电路的输出平衡。

通过有序的导通与关断六个功率IGBT，则可将直流功率变换为所要频率的交流功率，见图1等效图。

图1

图1中，S1-S6组成了桥式逆变电路，IGBT工作必须经逆变PWM脉冲传输驱动电路。其PWM脉冲传输电路一般由CPU输出的PWM信号、驱动器/反相器电路、光耦、驱动功率电路等部分组成。这六个IGBT通过驱动电路，将主控电路中CPU产生的六个PWM信号，经光电隔离和放大后，通过有序控制为逆变电路的换流器件（IGBT模块）提供驱动信号。经过驱动电路后通过有序控制IGBT的导通与关断，使其导通与关断时波形保持一致，这对输出电压的平衡尤其重要。

图2是驱动IGBT栅极的典型电路图之一。

图2

从主板过来的PWM脉冲信号，通过光电耦合器模块产生信号，加到IGBT的栅极，使栅极驱动电路开启，输出一个15V的正栅极电压。这个值足够使IGBT饱和，并使导通损耗最小。当栅极电压处于零时，为了保证IGBT可靠关断，需要在栅极施加个一个关断的反向偏压，而应用推挽式放大电路来提高输出电流的能力，去匹配IGBT驱动要求，以保证IGBT的开通关断过程按时按序。

（二）变频器输出不平衡原因分析

在与企业的合作交流中，在保护检测电路、负载正常情况下，U、V、W三相输出不平衡主要可分为两种情况：

1、当电机抖动，用万用表测其三相输出电压是否平衡，如不平衡有可能是IGBT模块损坏。IGBT模块损坏的原因有多种，首先是外部负载发生故障而导致IGBT模块的损坏，其次驱动电路老化也有可能导致驱动波形失真，此时驱动电路一般都有问题，查找相应的光耦、对管、稳压管、电解电容等元件。

2、变频器操作面板显示输出缺相或报三相负载不平衡故障时，我们可以通过万用表测量U、V、W对P之间的电压比较，查找出哪相电压不一致，然后用示波器和万用表进一步确认导致这路驱动电压和驱动信号波形不正常的原因。

（三）变频器三相输出不平衡的处理

总之，解决以上情况的步骤是先检查六路驱动电路电压是否正常，如哪路电压不正常，再检查相关的电解电容、光耦等，最后用示波器检查六路波形是否符合技术要求，六路波形一致则三相输出不平衡问题也就解决了。

1：考虑到推挽式输出触发电路中的电解电容一直处在脉冲高频的工作环境下，在使用了几年后其寿命终结期也快到了，再者电容异常引起波形失真的几率较高，为了更有把握，可以把所有起平滑作用的电容全部更换。

2：当逆变模块损坏时，驱动信号电路、驱动电源也会出现不同程度的损坏。先需确定驱动电路令其正常输出六路脉冲信号后，再更换逆变模块。

3：用示波器检查有关IGBT的驱动波形，这是用V-695示波器测出的驱动IGBT正常波形，这个值足够使IGBT的导通与关断，此为最直观检查IGBT逆变工作是否正常的手段，波形正常，则输出必平衡。

3 结论

通过对变频器三相输出不平衡的原因的分析、研究，发现驱动信号及传输电路对IGBT有着至关重要的作用，驱动信号的不良直接导致逆变电路的不正常。

IGBT驱动信号电路是保障整台变频器正常运行的关键，维修时一定要做到胆大心细，不能盲目的检修。虽在检修第一台变频器的三相输出不平衡故障时，花费了大量的时间和精力去分析探索电路的工作原理，但是通过一次次故障维修逐渐积累了第一手难得的资料，为今后维修各种品牌的变频器提供了参考依据。

参考文献：

[1] 张选正 史步海.变频器故障诊断与维修.电子工业出版社，2008年4月

第5篇：igbt驱动电路范文

【关键词】 煤矿 电机 转子 位置检测

随着科技的高速发展及矿井科技含量的增加，我国煤矿安全生产形势整体好转，事故总量和百万吨死亡率持续下降，但制约安全生产的事故隐患还没有彻底排除，尤其是煤矿开采深度的增加，开采环境变得更加复杂，电气设备的数量也不断增加，煤矿井下安全生产形势仍然严峻。井下电气设备种类众多，如输配电设备、安全生产设备、排水救援设备和提升运输设备，其中提升运输设备是井下运输输配电设备、生产设备、煤和人员的唯一通道，是保障井下安全生产的屏障和支撑。井下提升运输的过程实质上就是电机将电能转换成被运输物的重力做功过程，电机的可靠动作需要处理器发送信号控制驱动电路的功率管合理导通，电机绕组按照固定顺序通电产生恒定转矩，所以开展针对异步电机驱动技术进行研究，对于提高井下提升运输系统的可靠性及保障安全生产工作的顺利开展具有十分重要的意义。

一、矿用提升运输用异步电机模型

三相异步电机是煤矿井下提升运输系统主要的动力来源，在对理想的煤矿三相异步电机作如下假设：① 三相绕组完全对称，气隙磁场为方波，定子电流、转子磁场均为对称分布；② 忽略齿槽、电枢反应和换相过程等的影响；③ 异步电机的电枢绕组在定子内表面均匀连续分布。

电机电压平衡方程：

其中，Te是额定转矩，TL是负载转矩，J是电机转轴上的转动惯量的总和，ω是机械角速度。

二、桥式驱动电路设计

桥式驱动电路采用六个IGBT管两两串联后并联组成三个并联支路，整流电路输出端与三个支路并联，三个支路的中点与电机的三相绕组A、B、C相连接，桥式驱动电路如图1所示。通过控制IGBT管的导通顺序来控制三相绕组的通电方向和顺序，使电机产生恒定的转矩持续旋转。因为煤矿异步电机绕组换相时间短，电流大，所以桥式驱动电路不仅需要承受瞬时大电流，还必须具有保护功能，能够检测系统过流、短路等故障，并发送故障信号，同时能够在故障发生时快速切断电机绕组电源，封锁桥式驱动电路的输出。 （图1）

煤矿异步电机采用三相六拍制两两导通的控制方式，电机旋转3600的过程中需要经历六次换相，电机运转时需要非同一桥臂的上、下两个功率管导通，即导通情况为Q1+Q6、Q2+Q6、Q2+Q4、Q3+ Q4、Q1+Q5和 Q3+Q5，图2功率管的导通时序图。假如同一桥臂的功率管导通时间稍有交迭，相当于将整流电路的输出端直接短路，将会造成整流电路及相关电路的烧毁，所以桥式驱动电路工作时绝对不允许同一桥臂上下两个IGBT管同时导通。为了避免同一桥臂上下两个IGBT管同时导通，在上下两个开关管切换的瞬间加一小段时间的延时（死区时间），保证一只功率管导通时，与它同一桥臂的功率管处于关断状态。

图2 功率管的导通顺序

三、 IGBT驱动保护电路设计

本文采用单功率管专用驱动芯片K841L为核心设计IGBT驱动保护电路，K841L输入信号幅值4.5-7V或3-4.5V；可根据需要调节盲区时间、软关断的速度、故障后再次启动的时间；可以使用单一电源，驱动器内部设有负压分配器，减少了电路设计和元器件；关断时输出为负电平，抗干扰能力强；当6 脚对 1 脚（即 IGBT 的发射极） 的电位升高到 到阈值时启动内部的保护机制。IGBT驱动电路如图3所示，其中Cc、Ce、Cp为滤波电容，高压快恢复管D为隔离反馈二极管，本文选用FUR1100，电阻Rg为栅极电阻，控制栅极充放电的速度。（图3）

四、结论

本文在阐述煤矿安全生产形势和异步电机数学模型的基础上，开展矿用提升运输用异步电机驱动技术研究，分别设计了桥式驱动电路和IGBT驱动保护电路，并对电机的软关断技术进行分析，本文的研究成果为矿用提升运输用异步电机控制系统设计奠定基础。

参 考 文 献

[1] 王成元，夏加宽，孙宜标.现代电机控制技术[M].北京：机械工业出版社，2010.

第6篇：igbt驱动电路范文

【关键词】智能功率模块;SPM;FSBB30CH60CT;自举电路

Abstract：FSBB30CH60CT is an advanced motion SPM 3 Series that Fairchild has newly developed to provide a very compact and high performance inverter solution for AC motor drives in Low-Power applications such as air conditioners. This paper describes the working principle of module and the design of driver circuit.

Key words：Smart Power Module;SPM;FSBB30CH60CT;Bootstrap Circuit

引言

电机是各种电设备中的用电大户，随着节能成为全球关注的焦点，因此，提高电机能效成为重点研究技术。要降低能耗就要求把电机的驱动和控制做得更精密，更智能。通过功率模块的控制，可以实现“弱电”控制“强电”，达到驱动电机的目的。功率模块根据频率变化来控制电机的转速，从而实现节能，一般可以节能30%左右。

专注于功率半导体的飞兆半导体公司（Fairchild

Semiconductor Corporation）是一个热衷推动绿色节能的企业，其推出的智能功率模块（Smart Power Module，SPM）产品FSBB30CH60CT（Motion SPM3系列产品之一）为低功率应用（如空调、洗衣机）中的电机驱动提供了紧凑且高性能的逆变器解决方案。

1.FSBB30CH60CT的主要性能

Motion-SPM是一款超小型集成功率模块，采用双列直插式移模封装，内部集成了功率部件、上下桥臂栅极驱动器及保护电路，用于驱动AC100-220V低功耗电机。FSBB30CH60CT是其系列产品之一，组合了优化的电路保护和驱动功能，匹配低损耗IGBT，同时将欠压闭锁和过流保护功能集于一体，增强了系统可靠性。内部集成高速高压电路（HVIC）为无光电耦合、单电源IGBT门极驱动提供了可能，并缩减了逆变器系统的体积。

其内部等效电路与输入/输出引脚如图1所示。可以看出，它是由一个三相IGBT逆变器电路功率模块和四个用于控制功能的驱动IC组成。逆变器低端由三个配有续流二极管的IGBT组成，包括一个具有门极驱动控制和保护功能的集成电路（IC）。逆变器高端由三个配有续流二极管的IGBT组成，每个IGBT分别由一个集成电路（IC）驱动。逆变器的功率端是由逆变器的四个直流输入端和三个输出端组成。

1.1 主要特性

（1）使用Al2O3 DBC技术，热阻很低。

（2）采用内置自举二极管，PCB布局简单便捷。

（3）600V-30A三相IGBT逆变桥（包含用于门极驱动和保护的控制IC）。

（4）三个独立负直流链路端子，用于实现逆变器的电流检测。

（5）单接地电源，实现内置HVIC。

（6）绝缘等级为2500Vrms/min。

1.2 封装形式

FSBB30CH60CT采用覆铜陶瓷基板（DBC）封装（如图2），这是一种特殊工艺，即在高温下将铜箔直接键合到氧化铝（AL2O3）或氮化铝（ALN）陶瓷基片表面（单面或双面）。所制成的超薄复合基板电绝缘性能好，导热特性高，软钎焊性优异，附着强度高，同PCB板一样能蚀刻出各种图形，具有很大的载流能力，最高载流量可达100安培/毫米。

这种DBC封装，不仅提高了功率密度，而且使得在独立封装中实现三相逆变器、SRM驱动器和功率因数校正等成为可能。

2.驱动控制设计

实际应用中，智能功率模块FSBB30CH60CT是CPU与电机之间的功率接口。使用FSBB30CH60CT设计的驱动无刷直流电机控制电路如图3所示。

图1 FSBB30CH60CT的内部等效电路图

图2 FSBB30CH60CT的封装示意图

图3 实际应用驱动电路

功率模块FSBB30CH60CT内部集成了一个专用HVIC，因此无需任何光耦合器或变压器隔离，其控制信号可直接与CPU相连，即允许6个输入控制端直接连接CPU。这里采用了RC耦合电路，目的是防止信号震荡，RC时间常数选择在50150ns，耦合电路中R9R15采用100Ω，C17C23采用1nF。

SPM模块的6脚VFO是故障输出报警引脚，当SPM发生短路电流保护或欠压闭锁时，就会通过该脚输出低电平。VFO输出为集电极开路输出，因此需要一个约4.7kΩ的上拉电阻。VFO输出的脉冲宽度取决于连接在CFOD（引脚7）和COM之间的外部电容C24，计算公式为，通常取C24为33nF，则为1.8ms。

SPM的应用为减小电机体积并简化设计提供了可能。与分立式解决方案相比，其寄生电感更小，可靠性也更高。

3.自举电路设计

SPM功率模块的驱动电路采用单电源供电，为保证控制电源能够为P侧功率器件提供正确的门极偏置电压，同时保证直流母线上的高压不致串到控制电源电路而烧坏元器件。这里采用自举电路给高压栅极驱动集成电路（IC）的高端栅极驱动电路供电。

3.1 自举电路工作原理

为SPM内的HVIC提供电源的是电压VBS（VB与VS的电压差）。这个电压的大小必须控制在13.018.5V，以保证HVIC能够完全驱动高端IGBT1。通过自举电源可产生VBS浮动电压，自举电源电路由一个自举二极管（DBS）、电阻（RBS）和电容（CBS）组成，如图4所示。当IGBT2开通时，VS通过地低端器件或负载被下拉到地端，VCC电源经过自举二极管（DBS）和电阻（RBS）对自举电容器（CBS）充电，电流的流经路线如图4中虚线所示。这样自举电容CBS端电压可保持在VCC，使得关闭IGBT2时，足够驱动IGBT1。初次自举充电时，低端IGBT导通时间要足够长，才能对自举电容完全充电。

图4 自举电路工作原理图

3.2 自举电路参数设计

在图3的应用电路中有三路自举电路，共用了一个电阻R8，由R8、D5、C9组成其中一路自举电路。当高端IGBT或二极管导电时，自举二极管承受整个母线电压。在功率模块FSBB30CH60CT中，电源的最大额定值为450V，加上浪涌电压50V，施加在二极管上的实际电压为500V。考虑100V的余量，自举二极管所承受的电压应大于600V，因此，选用反向耐压峰值为600V的快速二极管RS1J。

自举电容的大小可根据以下公式计算：

上式中为CBS最大放电电流，为高端IGBT的最大导通脉冲宽度，为CBS允许的放电电压。而IGBT的最大导通脉宽由PWM载波频率和最大占空比决定。考虑离散性和可靠性，实际选择的自举电容一般是计算值的2～3倍。例如若系统PWM载波频率为8KHz，最大占空比为80%，则上桥臂最大导通时间为100s，选定ΔV=1V，=1mA，通过上式计算得到电容为0.1F，实际应用中可选择。

自举电阻R8与自举电容共同决定了自举充电时间常数，同时R8还取决于外部门极电阻R5、R6、R7，可通过调节R5、R6、R7的阻值控制上桥臂IGBT开关过程中的dv/dt。因此为了避免外部门极电阻上的电压降超过上桥臂功率器件门限电压，通常选用的自举电阻阻值为外部门极电阻的三倍以上。

4.短路电流保护电路

功率级电路中，高性能功率模块自身保护是很重要的，尤其是短路保护。SPM短路触发电平为0.5V左右，当SPM检测出8脚（Csc）的电压超过0.5V时，将产生一个故障信号，通过6脚VFO故障输出报警引脚输出。SPM具有内置短路电流保护功能，因此用于短路电流检测的功率电阻的选择就至关重要。在图3所示应用电路中，SPM通过电阻R14来检测N侧直流环节的线路电流，其大小选择主要是依据模块内部保护电流值的大小进行选择。SPM短路触发电平为0.5V左右，这里设定瞬时电流保护值为40A，经计算选择阻值为0.0125Ω，功率为10W的无感电阻。另外检测电阻R14需要并联一个小电容，用来消除上电瞬时大电流导致的电流保护误操作。

R17、C25构成滤波电路，RC的时间常数取决于实际应用中的噪声持续时间和芯片的短路电流耐受时间，为了确保安全的短路保护，应控制时间常数在1s左右。

5.小结

相比于分立元件组合模式，智能功率模块是将功率器件（IGBT）及其驱动电路和保护功能集于一体的功率集成电路，其内部包含了门极驱动电路、过电流保护（OC）、短路保护（SC）、欠压保护（UV）等多种保护电路以及故障检测等。测试结果表明，模块在可重复性、可靠性及性能方面均优于等同的分立元件产品。

目前，许多诸如洗衣机、空调等家电产品中已经使用该高性能功率模块，使用效果良好，并降低了电机的能效，达到了节能的目的。随着它的优越性进一步被市场检验，必将得到越来越广泛的应用。

参考文献

[1]FAIRCHILD SEMICONDUCTOR FSBB30CH60CT[EB/OL].http：//.

[2]Fairchild Smart Power Module User’ s Guide[EB/OL].http：//.

第7篇：igbt驱动电路范文

【关键词】三相逆变电源;DSP IC;全数字控制;设计

在当前，随着电力电子技术的高速发展，尤其是逆变技术在多领域的广泛应用，人们对逆变电源的性能要求也较过去有了较大程度的提高，不仅要求输出的波形质量尽量好，而且对其稳态与动态性能的要求也日益更高。基于此，本研究成功设计了一种基于DSP IC全数字控制的三相逆变电源，现对其技术方案简要陈述如下，以供业内人士参考。

1.本三相逆变电源的总体设计思路

在本设计方案中，主要包括的几个部分为：

①括主控制电路;

②驱动保护电路;

③工作电源;

④三相逆变电路;

⑤输出滤波电路;

⑥稳压电路;

⑦前级处理电路。

其具体设计思路如图1所示。

图1 三相逆变电源的总体设计思路

2.硬件设计

2.1 主控制芯片的选择及其特性简述

本设计选用的是美国微芯科技公司生产的DSP IC数字信号控制器（DSC）为电源的主控芯片，同时该芯片为16位闪存单片机设计，其快速中断处理能力与对设备的切断功能均颇为强大，另还兼具了数字信号处理设备（DSP）的数据吞吐和运算功能，进而在运算速度与数字信号处理方面有非常不错的表现，对指令的执行速度甚至超过了30MIPS。此外，该芯片还配备了自编程闪存，可耐受的工作环境温度可达到工业级。

2.2 电源开关元件的选择及其特性简述

本设计采用绝缘栅双极型晶体管（IGBT）作为电源开关元件，IGBT不但具有效应管（MOSFET）的高速开关功能，而且还具有电力晶体管（GTR）的低通压降优点，是一种集多方面优点于一身的复合型开关元件。

2.3 主控制电路的设计

在主控制电路的设计中，将复位、晶振、六路PWM输出以及报警等等多项功能考虑进其中，具体详见图2所示。

图2 主控制电路原理图

2.4 逆变电源开关元件（IGBT）的驱动电路设计

IGBT的门极驱动电路在很大程度上影响着其开关时间、功耗以及承受短路电路的能力，是关系到IGBT静、动态性能的关键部件，故其对应的驱动保护电路设计尤为重要，本次详细设计如图3所示。

图3 IGBT驱动电路设计图

2.5 逆变电源的保护电路设计

一旦出现输入（出）电流与电压不稳定以及电源开关元件温度过度升高的情况，有可能对整个逆变系统造成破坏性的损坏，故在本设计中，分别设计了电源的输入过流保护电路（如图4所示）与超温保护电路（如图5所示），其中，以超温保护电路为例，一旦IGBT的温度超过了额定温度，主控芯片立即发出故障信号并自动将所有的IGBT切断，同时还将通过指示灯发出警报以提示已有异常发生。

图4 输入过流保护电路设计

图5 超温保护电路设计

2.6 逆变电路的稳压电路设计

在本设计中，为便于逆变控制系统调节输出电压的大小及波形，继而采用了闭环控制策略，具体详见图6所示。逆变电压经变压器降压整流后，再经分压电阻分压采样，形成闭环。

图6 稳压电路设计图

3.软件设计

综合借助DSPIC对数字信号的处理功能及其快速的计算能力，同时采用了SPWM脉宽调制技术，对六路PWM值实时计算，再将计算的结果传输到内部的PWM控制模块产生PWM波形。其中，开关频率选用20kHz，其周期为50μs，通过软件对所产生的PWM波形的正弦数值进行分析并生成表格，将其提前存储到控制芯片当中。存储正弦数字表为180个数值，根据波形的对称性和三相相位相互差120度的特性，在0到180的正弦数值表中加入一定计算就可以得到所需要角度的对应数值。控制芯片根据回馈采样，利用PI调节，对正弦数值表中的每个值进行重新计算后送如PWM模块，以达到稳压的目的。同时每1毫秒对所有输入采样和各种保护进行处理，若有保护信号动作，立即关闭PWM模块，使驱动波形变为无效，进而达到及时保护IGBT的目的。此外，为了最大程度减少启动器对器件产生的冲击，本设计在软件方面还特地增设了一个软启动程序，进而确保其输出的电压不会徒然升至过高。

4.实验结果

图7、图8所示为经过LC滤波前后的三相逆变电压线电压波形，频率为50HZ，符合设计要求。

图7 LC滤波前的逆变电压波形

图8 LC滤波后的逆变电压波形

5.结束语

本研究成功设计了一种基于DSPIC的全数字控制三相逆变电源，其样品目前已通过检测，检测结果显示，本产品采用DSPIC进行控制，其可控性、可靠性以及波形质量与带负载能力等，均显著优于传统电路设计，建议将其作为新一代逆变电源产品进行批量生产并推广应用。

参考文献

第8篇：igbt驱动电路范文

引言

随着电力电子技术的发展，电源技术被广泛应用于计算机、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济各行各业。特别是近年来，随着IGBT的广泛应用，开关电源向更大功率方向发展。研制各种各样的大功率，高性能的开关电源成为趋势。某电源系统要求输入电压为AC220V，输出电压为DC38V，输出电流为100A，输出电压低纹波，功率因数>0.9，必要时多台电源可以直接并联使用，并联时的负载不均衡度<5％。

图1 UC3854A/B控制的有源功率因数校正电路

    设计采用了AC/DC/AC/DC变换方案。一次整流后的直流电压，经过有源功率因数校正环节以提高系统的功率因数，再经半桥变换电路逆变后，由高频变压器隔离降压，最后整流输出直流电压。系统的主要环节有DC/DC电路、功率因数校正电路、PWM控制电路、均流电路和保护电路等。

1 有源功率因数校正环节

由于系统的功率因数要求0.9以上，采用二极管整流是不能满足要求的，所以，加入了有源功率因数校正环节。采用UC3854A/B控制芯片来组成功率因数电路。UC3854A/B是Unitrode公司一种新的高功率因数校正器集成控制电路芯片，是在UC3854基础上的改进。其特点是：采用平均电流控制，功率因数接近1，高带宽，限制电网电流失真≤3％[1]。图1是由UC3854A/B控制的有源功率因数校正电路。

图2 主电路拓扑图

    该电路由两部分组成。UC3854A/B及外围元器件构成控制部分，实现对网侧输入电流和输出电压的控制。功率部分由L2，C5，V等元器件构成Boost升压电路。开关管V选择西门康公司的SKM75GB123D模块，其工作频率选在35kHz。升压电感L2为2mH/20A。C5采用四个450V/470μF的电解电容并联。因为，设计的PFC电路主要是用在大功率DC/DC电路中，所以，在负载轻的时候不进行功率因数校正，当负载较大时功率因数校正电路自动投入使用。此部分控制由图1中的比较器部分来实现。R10及R11是负载检测电阻。当负载较轻时，R10及R11上检测的信号输入给比较器，使其输出端为低电平，D2导通，给ENA(使能端)低电平使UC3854A/B封锁。在负载较大时ENA为高电平才让UC3854A/B工作。D3接到SS（软启动端），在负载轻时D3导通，使SS为低电平；当负载增大要求UC3854A/B工作时，SS端电位从零缓慢升高，控制输出脉冲占空比慢慢增大实现软启动。

2 DC/DC主电路及控制部分分析

2.1 DC/DC主电路拓扑

在大功率高频开关电源中，常用的主变换电路有推挽电路、半桥电路、全桥电路等[2]。其中推挽电路的开关器件少，输出功率大，但开关管承受电压高（为电源电压的2倍），且变压器有六个抽头，结构复杂；全桥电路开关管承受的电压不高，输出功率大，但是需要的开关器件多（4个），驱动电路复杂。半桥电路开关管承受的电压低，开关器件少，驱动简单。根据对各种拓扑方案的工程化实现难度，电气性能以及成本等指标的综合比较，本电源选用半桥式DC/DC变换器作为主电路。图2为大功率开关电源的主电路拓扑图。

图3 PWM控制及驱动图

    图2中V1，V2，C3，C4和主变压器T1组成半桥式DC/DC变换电路。IGBT采用西门康公司的SKM75GB123D模块，工作频率定在30kHz。高频变压器采用国产铁氧体EE85B磁芯，原边绕组匝数为12匝，副边两个绕组均为6匝，变压器无须加气隙。在绕制变压器时采用“三段式”方法绕制，以减少变压器的漏感[3]。整流二极管采用快速二极管，以减小其反向恢复时间对输出的影响。R1，C1，R2，C2为并在IGBT两端的吸收电路。R5及C6和R6及C7为并在快恢复二极管两端的吸收电路。R3和R4起到保证电容C3及C4分压均匀的作用。CT为初级电流检测用的电流互感器，作为电流控制时的电流取样用。为了防止电源在运行过程中产生偏磁，在原边绕组串联隔直电容C5，阻断与不平衡伏秒值成正比的直流分量，平衡开关管每次不相等的伏秒值。C5采用优质CBB无感电容。变压器的副边采用全波整流加上两级L—C滤波以满足低输出纹波的要求。电阻R7及R8为输出电压反馈采样电阻。

2.2 PWM电路及IGBT的驱动

系统的PWM部分采用电流型控制芯片UC3846组成波形产生电路[4]。图3是大功率开关电源的PWM控制的电气原理图。

    R1和C2组成UC3846的振荡器，振荡频率为f=2.2/R1C2。为了防止两路开关管的互通，要设定两路输出都关断的“死区时间”，它由振荡锯齿波的下降沿决定。从脚8经R2及C1到脚4（SEN＋）作为UC3846电流控制的斜坡补偿，以有效地防止次谐波振荡。主电路电流信号经电流互感器CT，桥式整流和阻容滤波后作为UC3846的电流反馈信号。UC3846对电流放大器的输出电压脉冲与最大电流限制值（由脚1电压和电压误差放大器的输出电压确定）逐个地进行比较，当脉冲开关电流超过最大电流限制时，UC3846将封锁输出脉冲，限制了开关电源的最大输出电流。C5为实现软启动的电容。UC3846的脚1电位低于0.5V时无脉宽输出，在脚1接电容到地，开机后随着电容的充电，电容电压高于0.5V时有脉宽输出，并随着电容电压的升高脉冲逐渐变宽，完成软启动功能。

IGBT是一复合功率器件，集双极型晶体管和功率MOSFET的优点于一体，具有电压型控制，开关损耗小，通断速度快，工作频率高，器件容量大等优点，很适合用于大功率电源变换器中，因此，近年来IGBT技术得到了迅猛的发展[5]。专门用于IGBT的驱动电路很多，如富士公司的EXB841及EXB651系列，三菱公司的M57959L系列。它们都具有开关频率高，驱动功率大，过流过压保护等优点，但必须要有专门的驱动电源，因此，导致设备整体成本提高。脉冲变压器也可以作为IGBT的驱动，它有体积小，价格低，不需要额外的驱动电源的优点，但是直接驱动时，脉冲的前沿与后沿不够陡，影响IGBT的开关速度。图3所采取的驱动电路具有开关频率高，驱动功率大，结构简单，且具有负压关断的特点。V1－V4，D2－D5构成了脉冲变压器的驱动电路，适用于驱动大功率的IGBT。D1和D6有利于V1－V4的关断。当PWM1为高，PWM2为低电平时，V1和V4导通；当PWM1和PWM2均为低电平时，变压器中由于漏感储存的能量通过D3和D4进行续流，使A点电位降至－0.7V，虽然这时PWM1为低电平但V1再次导通，则V1处于高频通断状态而容易烧毁。PWM2由高电平向低电平转换时V2存在同样情况。加入D6可以使续流时A点电位钳制在0V，从而有利于V1或V2的关断。同理D1的作用是利于V3或V4的关断。

2.3 均流环节设计

并联运行是电源技术的发展方向之一。欲使开关电源并联运行，做到各电源模块之间的“均流”是关键。常用的均流方法有外特性下垂法、主从电源设置法、外部电路控制法、平均电流法、最大电流法[6]。分析各种均流方法可知，下垂法虽然简单易行，但负载效应指标较差，均流精度太低；主从设置法和平均电流型自动均流法都无法实现冗余技术，因为，一旦主电源出故障，则整个电源系统都不能正常工作，使电源模块系统的可靠性得不到保证；外控法的控制特性虽好，但需要一个附加的控制器，并在控制器和每个单元电源之间有许多附加连线；而最大电流自动均流法依据其特有的均流精度高，动态响应好，可以实现冗余技术等性能，越来越受到开发人员的青睐。UC3907是Unitrode公司根据最大电流法设计的均流控制芯片。图4是采用UC3907设计的电源并联运行时的均流环节。

系统采用霍尔电流传感器来检测主电路输出电流。霍尔传感器的输出经分压与UC3907的脚2电流检测相连。脚11为电压反馈端，输出端分压得到的电压与UC3907内部的电压放大器所接的基准电压（2.0V～2.1V）相比较后，输出经驱动放大器作为系统UC3846的电压反馈。脚15接均流母线。UC3907内部的电流放大器将检测到的电流信号放大20倍与均流母线上的信号比较。若大于均流母线上的信号，则母线上的电压将由该电源决定，即“主控”；若调节器的输出电流小于母线上的电流信号，即“辅控”时，调节器使电压放大器的基准电压升高100mV，强迫系统的反馈电压减小，通过UC3846的调节使该电源输出电压增加，从而自动平衡电流。在试验过程中出现主辅控状态来回切换的情况。分析其原因发现，当在“辅控”状态时，电流调节器使基准电压升高100mV的同时会使电流增大，当电流大于母线电流信号时，致使该模块变为“主控”。而在下一次调节时又变为“辅控”。这样，就在主辅控状态之间来化，造成系统并联不稳定。我们在脚14和脚6之间接一个电阻R3，使基准电压在升高时小于100mV，该模块的输出电流略微增加，不至于成为“主控”模块。如果电阻选取得适当，既能保证电源模块并联均流又不会发生主控、辅控交替现象。

    2.4 保护电路设计

对于DC/DC电源产品都要求在出现异常情况（如过流、过载、过/欠压）时，系统的保护电路工作，使变换器及时停止工作。但各种情况下的保护又不尽相同。一般说来，在过载、过流时，保护电路要动作且不需要自动恢复；而过/欠压则不同，在过/欠压情况解除后要求系统能够重新工作。图5是系统的保护电路（主要是控制UC3846来停止半桥变换器工作）。UC3846的脚16（SHTDN）为关断控制脚。当出现过/欠压（或过流、过载）时，可使U1(或U2)导通，D1（或D2）导通，则脚16为高电平使UC3846关断，封锁输出脉冲。不同的是，过/欠压电路使UC3846的脚1经三极管V1接地。当发生过/欠压时，D1导通使脚16为高电平，在UC3846关断的同时，V1导通，将UC3846内部脚16所接的晶闸管短接，使其承受负压关断。这样在过/欠压解除后UC3846能够重新输出脉冲使变换器工作。而在过流、过载情况出现时C3846封锁输出脉冲，在封锁解除时脉冲不能恢复。

3 各部分电路波形

研制成功的试验样机，在稳态运行时的各部分波形如图6及图7所示。

第9篇：igbt驱动电路范文

绝缘栅双极晶体管（IGBT， Insulated-Gate Bipolar Transistor）需要充分的保护以避免短路、过载和过电压等错误情况所造成的损坏和故障，这些保护是确保如电机驱动以及太阳能和风能发电系统等应用安全稳定电源转换运作的重要关键。要检测过电流和过载情况，具有快速响应或快速错误反馈的隔离放大器可以应用于输出相位和直流母线电压检测上，本篇文章将讨论如何使用这类器件来保护IGBT避免受到电流过高和过电压等情况的影响。

介绍

图1a显示了交流电机驱动电路中电源转换的典型框图，其中包含把直流母线电压转换为以不同频率交流电源驱动电机的变频器。IGBT为形成变频器核心的昂贵功率开关，这些功率器件必须以高频率运行并且能够承受高电压。

隔离放大器，如图1b中的ACPLC79A可以和分流电阻一起工作，提供即使存在高开关噪声情况下的电源转换器精确电流测量，和电阻分压器一起使用时，隔离放大器可以作为检测直流母线电压的精密电压传感器，由隔离放大器提供的电流和电压信息通过微控制器搜集，并使用这些数据计算出反馈值以及有效控制和错误管理电源转换器所需的输出信号。

错误保护要求

变频器中IGBT是最昂贵的器件，因此必须尽可能提供保护，Avago公司的隔离放大器产品提供有错误情况的快速感应以及可以避免错误情况造成IGBT故障的微控制器算法，另外，隔离放大器中的光学隔离也可以避免错误情况造成微控制器过载而引发故障。

不过IGBT的保护必须以高成本效益方式进行，市场持续寻求不会大幅度影响电机驱动系统总体成本，但能够提供充分IGBT错误保护的产品。为了满足这个需求，IGBT栅极驱动器，如ACPL-332J和带有保护功能的电流传感器产品已经陆续出现在市场上，除驱动和感应功能外加入了基本的错误检测功能。这些产品提供实现IGBT保护的高成本效益方案，免去独立检测和反馈部件需求，请参考ACPL-332J产品数据手册及相关文章中有关集成到Avago栅极驱动器产品的保护功能以及如何把这些功能应用于IGBT保护。本文的其他部分将聚焦于可由表1中所列出电流和电压传感器实现的部分错误保护功能。

IGBT的过电流情况可能因相位问短路、接地短路或直通所引起，输出相位和直流母线上的分流电阻加上隔离放大器电流感应器件提供了电流测量外的错误检测功能，请参考图1。典型的IGBT短路承受时间可以达到10μs，为了确保有效的保护，绝对不能超出这个限制。在有限时间内错误必须被检出，然后反馈给微控制器，并于时限内完成关断程序，要达到这个要求，隔离放大器可以使用不同的方法。

例如ACPL C79A拥有单阶跃输入1.6μs的快速响应时间，允许隔离放大器在短路和过载情况下获取瞬变信息，请参考图2。中点的输入到输出信号传递延迟只有2μs，输出信号跟上输入的反应时间仅2.6μs即可达到最终水平的90%。

除了快速响应时间外，ACPLC79A提供有±1%增益精确度，0.05%的卓越非线性和60dB的信噪比（SNR， Signal-to-Noise Ratio）。ACPLC79B则提供±0.5%的更高增益精确度，ACPL-C790的增益精确度为±3%。所有ACPL-C79A系列器件都通过1230Vpeak最高工作绝缘电压认证，并具备高达15kV/“s的共模瞬变噪声抑制能力，这些功能通过尺寸比标准DIP-8封装小30%的延展型SO-8封装提供。

另一个例子为Avago的HCPL788J，使用了不同的方式达到过电流检测的快速响应，请参考图3。除了信号数输出引脚外，它还提供了一个会在错误情况发生时快速由高电平变为低电平的Fault引脚指出过电流情况，这款隔离放大器提供±3%的测量精确度。

在错误反馈设计上，一个必须注意处理的问题是意外触发，意外触发为无明显错误情况下产生的错误检测触发动作，可能会损坏IGBT。为了避免错误触发，HCPL-788J采用脉冲鉴别电路来有效屏蔽电流（di/dt）和电压（dv/dt）变化浪涌的影响。这个方法的好处是抑制能力不会受到振幅大小的影响，这代表了错误阀值可以设定在低上许多的水平而不会提高意外触发的风险。

要实现达成快速错误检测的电路，错误检测方块中使用两个比较器来检测正向和负向阂值，开关切换阂值等于256mV的Sigma-Delta调制器参考，这些比较器的输出连接到消隐期为2μs的消隐滤波器，接着再送到编码器方块。

为了确保错误状态可以快速通过隔离屏障传递，使用两个独特的数字编码序列代表错误情况，一个代表正向，一个代表负向。当检出错误情况时，光通道上正常的数据传输会被中断，并以错误编码序列位元流取代，这两个错误码在设计上和普通编码方式显着不同，因此检测器端可以在错误发生时立即检出。

解码器检测并把错误情况通过隔离屏障传送需要的时间大约在1μs，加上400ns的抗混叠滤波器延迟带来约1.4μs的传播延迟。由错误情况发生到错误信号输出总延迟时间为传播延迟和消隐时间2μs的总合，带来共3.4μs的总体错误检测时间，请参考图4。

Fault错误输出脚位允许多个器件的错误信号连接在一起，使得多个器件可以通过线与（wire-ORed）方式产生单一错误信号输出，请参考图5右上部分，之后这个信号可以通过控制器直接禁用PWM输入。

过载检测

过载情况为电机电流超过驱动额定电流大小，但未达到使变频器或电机立即损坏危险的情况，例如因轴承损坏造成的电机机械过载或电机堵转。

变频器通常会在正常规格外加入过载规格，可允许的过载时间依温度过热真正造成影响的时间决定，典型的过载规格大约为处于正常负载的1.5倍达1分钟时间长度。

Avago的ACPL-C79A可以接受±300mV全幅输入，产品数据手册中的数据以±200mV正常输入范围为基准，设计工程师拥有选择两个数据或之间过载阂值的灵活度。如果和正常工作电流比较，过载电流的测量精确度较不严格，而这正是普遍情况，那么把阂值设定在接近300mV为能够使用完整隔离放大器动态范围的良好选择，然而把阂值设定在200mV则可以确保过载电流测量的精确度。决定电压大小后，设计工程师必须依相对电流大小选择合适的感应电阻值。

Avago的HCPL-788J还包含一个额外功能，也就是ABSVAL输出，可以用来简化过载检测电路。ABSVAL电路可以对输出信号进行整型，并依下列公式提供正比于输入信号绝对值的输出信号：

ABSVAL=|VIN|xVREFEXT/252mV

输出当然也可以使用线与方式连接，当结合3个正弦电机相位时，经整流的输出ABsVAL基本上是一个代表电机RMS电流的直流信号，这个直流信号和阂值比较器可以在电机或驱动电路受到伤害前指出过载情况，请参考图5右下部分。

过电压检测

直流母线电压必须持续受到控制，在某些工作情况下，电机作为发电机把高电压通过变频器的功率器件和回复二极管送回到直流母线，这个高电压会加到直流母线电压上形成IGBT上的超高电压浪涌，这个浪涌可能会超出IGBT的最大集电极到发射极电压而造成损坏。

微型化隔离放大器ACPL-C79A经常被使用在直流母线监测应用上作为电压传感器，如图6所示。设计工程师必须通过依适当比例选择的R1和R2电阻值调整直流母线电压以适应隔离放大器的输入电压范围。