直流电路精选(九篇)

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第1篇：直流电路范文

关键词： 复杂直流电路 节点电压法 独立节点 互导 自导

在复杂直流电路中，有较多的支路、节点和回路。在对复杂直流电路的分析计算中，经常会遇到节点较少而网孔较多的电路，对这类电路可以采用节点电压法来分析计算。

一、建立节点电压方程

选择电路中任意点为参考点，其余节点与此参考节点之间的电压称为对应节点的节点电压，节点电压方向指向参考节点。如图1，选a点作为参考点。

对于独立节点，根据基尔霍夫电流定律有：

式中，电流源电流指向该节点为正，流出该节点为负；G为各支路的电导，自电导为正，互电导为负。

二、节点电压法解题步骤

1.选定参考节点并标出节点序号，将独立节点设为未知量，其参考方向由独立节点指向参考节点。

2.列写节点电压方程（自电导总为正，互电导总为负，电流源电流指向该节点为正，流出该节点为负）。

具有n-1个独立节点的电路的节点电压方程的一般形式如下所示：

其中，Gii――自电导，等于接在节点i上所有支路的电导之和（包括电压源与电阻串联支路）。总为正。

Gij （ Gji）――互电导，等于接在节点i与节点j之间的所支路的电导之和，并冠以负号。

iSii――流入节点i的所有电流源电流的代数和（包括由电压源与电阻串联支路等效的电流源）。

3.求解节点电压方程，得到各节点电压。

4.选定支路电流和支路电压的参考方向，计算各支路电流和支路电压。

5.根据题目要求，计算功率和其他物理量等。

三、节点电压法应用举例

1.用节点电压法，求图2电路中各电阻中的电流。

四、用广义节点电压来分析节点电压法中无伴电压源

电路中不与电阻串联的电压源和不与电阻并联的电流源称为无伴电源。含有无伴电源支路的电路有以下两种情况：一种情况是在一个电路中含有一个无伴电压源或虽有多个无伴电压源但它们的一端接在同一个节点上。另一种情况是在两个非参考节点之间接有无伴电压源。

以上两种情况可以通过引入由若干互连的无伴电压源支路及其端节点组成的广义节点，采用节点电压分析法对其进行分析，具体可以用两种常见方法来进行。对第一种情况可以选择电压源的一端（公共端）为参考节点，则另一端的节点电压为电压源的电压，这样不必再对该节点列出节点方程，方程数目为（n-1）个。节点数减少无伴电压源的数目。对第二种情况可以把无伴电压源接在两个非参考节点看做广义节点，将它们看做一个包含电压源及其两个节点的一个封闭区。

从探讨电路分析方法的角度出发，对含无伴电压源支路的特殊电路可以用广义节点电压分析法，从而减少方程数量，简化步骤，不仅有利于手工计算，而且便于计算机编程。

综上，节点电压法是分析处理线性电路的基本方法和常用手段。它的基本思想是适当选择网络变量，让它包含KVL的实质，使KVL自动得到满足，不必再列KVL方程，以节点电压作为未知量，对n-1个独立节点列写KCL方程，从而求出各节点电压，继而进一步求解其他电量。

第2篇：直流电路范文

【摘 要】《电工基础》是涉电专业的基础课程，电工电子教师面对着基础各不相同的学生，教学时要循序渐进，切实以学生为主体，增强学生自主学习能力，充分挖掘学生的学习潜能。

关键词 复杂直流电路；概念；策略

笔者近年来一直处于教育教学第一线，从事电工基础的教育教学工作，深知个中滋味，每每遇到学生纠结于各种各样纷繁复杂的直流电路问题而不能自拔时，倍感焦急!为此，笔者特地将教育教学过程中一些心得体会与大家共勉，希望能够起到抛砖引玉的效果。

1.弄清概念，深入理解

一些学生在学习过程中没有搞清楚某些电工术语的相关含义，经常会发生相互混淆，以偏概全的现象。比如在理解节点这一概念的时候，为数不少的学生经常会搞错，在其定义中明确指出:三条或三条以上支路汇聚的那个点称为节点。笔者在课上跟学生交流时就告诉他们首先确定出哪些是支路，然后再数一数条数就可以了。当然，还有一些概念在理解时需要更深层次一些，譬如在解释基尔霍夫电流定律的推广应用中有关“封闭面”这一概念时，就有很多学生很茫然，纷纷表示不理解。笔者在上课时其实就在黑板上画出相应的电路图，将由若干电阻所构成的多边形全部圈起来就可以了，流进封闭面的电流等于流出该封闭面的电流即可。因此，笔者认为，学生必须弄清相关概念，必要时还要进行深入的理解才可以。

2.明确目的，按图索骥

在平时的练习中，有部分同学在求解相关电流时会感到不知从什么地方下手，就譬如在解决一条题目时，感觉运用支路电流法可以，想想用叠加定理也行，甚至还能用戴维宁定理解决问题。笔者认为遇到上述这些情况至少还属于幸福的烦恼之列，总比那些感到不知所措的情况要好很多。然而，学生在解决问题的同时也必须注重效率，争取能在最短的时间内更好更彻底地解决问题。俗话说，总不能捧着金饭碗讨饭啊。笔者在课堂上再三强调，支路电流法可以求出各条支路上的电流，它是先假设各条支路上的电流方向以及回路方向，再根据基尔霍夫定律列出相应的方程式组，最后求解出各条支路上的电流。而叠加定理应用于由线形电阻和多个电源组成的线性电路中，任何一个支路中的电流(或电压)等于各个电源单独作用时所产生的电流(或电压)的代数和。在理解所谓恒压源不作用时，就是指该恒压源处可用短接线替代;恒流源不作用，就是说该恒流源处用开路替代。当然，叠加定理只能用来求解电路中的电压或电流，而并不能用来计算电路的功率。可以这样讲，上述两种方法对各条支路的电流都能求解，只是在求解题目时要视具体情况而定。总之用一句话来概括就是，哪种方法能简捷迅速地求出结果就用哪种方法!

3.把握整体，切中肯綮

解题时，笔者认为，如果对题目的理解能够从整体上把握的话，可以起到事半功倍的效果。就像在运用戴维宁定理时，只在针对某一个复杂电路时，并不需要把所有支路的电流都求解出来，而只是要求解出其中某一条支路的电流，在这种情况下，笔者认为，就应该用戴维宁定理，比较简捷，相对方便。根据戴维宁定理可对某一个含源二端线性网络进行简化，其定理内容显示，求解的关键在于正确理解和求解出含源二端网络的开路电压和其等效电阻。在此，笔者需要提醒的是，代替含源二端网络的电源其极性应与开路电压相一致，若求得的开路电压是负值，则表示电动势的方向与原假设的方向正好相反。再举个例子，笔者在讲解两种电源模型的等效变换时，首先强调，这两种电源之间的等效变换是对外电路来讲的，电源内部是不等效的。其次讲清楚电压源和电流源这两种电源分别是如何形成的，可以从电源对于负载的功能方面来阐述，也就是说，既可以看作是电压的提供者，也可以视为是电流的提供者。然后再将两种电源模型的等效变换条件弄清楚就可以了。当然，在两者进行等效变换时彼此的方向应当一致，也就是说，恒流源的流出端和恒压源的正极性端应是相互对应的。

以上是笔者在平时课堂教育教学中的点滴感悟，恳请大家能够提出宝贵意见和建议，以便能够相互促进，共同提升。

参考文献

第3篇：直流电路范文

关键词：含电容器，直流电路；分析，计算

中图分类号：G633.7 文献标识码：E 文章编号：1006-5962（2013）01-0194-01

电学是中学物理的重点，也是难点。欧姆定律又是电学的基础。初次接触电路问题的中学生在利用欧姆定律和串、并联电路的特点进行定性分析和定量计算时，往往觉得很"繁"、很"乱"、很"难"。其实，解决电路问题的关键在于掌握思路和方法：一般是先对电路进行变形、整理，组成简单的串、并联电路，然后利用欧姆定律及串联的特点建立方程。学生的问题大多不是出在电路分析阶段，而是建立方程阶段，在教学中，发现学生"乱"就乱在不知先用哪个公式算什么量.后用哪个公式算什么量。往往花很长时间还理不出头绪，于是，越想越糊涂，简单的问题也变难了，当然解决不了，怎么办呢？很简单，只要有一种能迅速获得计算结果的方法就行了。本文以两个用电器串、并联电路为例，介绍一种简单快捷的电器计算方法。

直流电路中，当电容器充放电时，电路里有充、放电电流。一旦电路达到稳定状态，电容器在电路中就相当于一个阻值无限大（只考虑电容器是理想的不漏电情况）的元件，电容器所在支路可视为断路，简化电路时可去掉，简化后若要求电容器所带电荷量，可接在相应的位置。

【例1】如图1所示，两个电阻R1=5Ω，R2=10Ω，两电容器C1=5μF，C2=10μF，电路两端电压恒定，U=18V，求：

（1）当S断开时，A、B两点间的电压为多大？

（2）当S闭合时，两电容器的带电量分别改变了多少？

【解析】（1）直流电不能通过C1、C2，所以当S断开时，电路中无电流。B、C等势，A、D等势。因此，UAB=UAC=UCD=U=18V。

（2）S断开时，C1、C2两端的电压UC1=UC2=18V。S闭合后，电阻R1、R2导通，且R1、R2串联，C1、C2分别并联在R1、R2 上，C1两端电压U′C1=IR1=UR1+R2R1=185+10=6V，C2两端电压U′C2=18-6=12V，Q=CU S闭合前后，C1、C2的电荷量都减少，电容器通过电路放电了。

Q1=C1UC1=5×10-6×（18-6）=6×10-5C

Q2=C2UC2=10×10-6×（18-12）=6×10-5C

【例2】如图2所示，在A、B两点间接一电动势为4V，内阻r=1Ω的直流电源，电阻R1、R2、R3阻值均为4Ω，电容器的电容为30？F，电流表内阻不计。求：

（1）电流表的读数

（2）电容器所带电荷量

（3）断开电源后，通过R2的电荷量

【解析】（1）由于R1、R2被短路，接入电路的有效电阻仅为R3，则I=ER3+r=44+1=0.8A

所以电流表读数为0.8A

（2）电容器与R3并联，所以UC=UR3=IR3=0.8×4=3.2V，

故电容器电荷量Q=CUC=30×10-6×3.2=9.6×10-5C

（3）断开电源，R1与R2并联，与R3、C构成放电回路，故通过R2的电荷量Q2=Q2=9.6×10-52=4.8×10-5C

【应用拓展】如图3所示，电源电动势E=6.00V，内阻忽略不计。电阻R1=2.4KΩ，R2=4.8KΩ，电容器C=4.7μF。闭合开关S，待电流稳定后，用电压表测R1两端电压，其稳定值为1.50V，

（1）该电压表的内阻为多大？

（2）由于电压表的接入，电容器所带电荷量变化了多少？

【答案】（1）RV=4.8KΩ （2）电荷量增加了2.35×10-6C

分析和计算含有电容器的直流电路时，应注意以下几点：

1.电路稳定后，由于电容器所在支路无电流通过，所以此支路的电阻上无电压降，因此电容器两极间电压等于该支路两端的电压。

2.电容器和电阻并联后接入电路时，电容器两极间电压和与其并联的电阻两端电压相等。

第4篇：直流电路范文

关键词：L298N ISO7220 直流电机

中图分类号：TM383 文献标识码：A 文章编号：1007-9416(2012)02-0118-02

1、引言

在各类机电系统中,由于直流电机具有良好的起动、制动和调速性能,直流调速技术已广泛运用于工业、航天领域的各个方面。最常用的直流调速技术是脉宽调制(PWM)直流调速技术,它具有调速精度高、响应速度快、调速范围宽和耗损低等特点[1]。本文在研究单片机PWM方法调速直流电机和电机驱动芯片L298N的基础之上，对单片机的电机驱动电路进行了一点优化设计。

2、驱动芯片L298N

L298N是SGS公司生产的直流电机驱动集成电路，比较常见的是15脚Multiwatt封装的L298N（如图1所示）。内部包含4通道逻辑驱动电路，可以方便地驱动两个直流电机，或一个两相步进电机。工作电压为46V，输出电压最高可达50V，可以直接通过电源来调节输出电压；输出电流可达2.5A，最大可以达到4A，可驱动电感性负载；可以直接用单片机的IO口提供信号；而且电路简单，使用比较方便。L298N可接受标准TTL逻辑电平信号VSS，9脚VSS可接4.5～7V的电压。4脚VS接电源电压，VS电压范围VIH为＋2.5～46V[2]。1脚和15管脚下的发射极分别单独引出以便接入电流采样电阻，形成电流传感信号。L298可驱动2个电动机，此时OUT1，OUT2和OUT3，OUT4之间可分别接电动机。5、7、10、12脚接输入控制电平，控制电机正反转；ENA，ENB脚接控制使能端，控制电机的停转[3]。

为了获取更大的输出电流，L298N采取输入输出并联的连接方式，即IN1与IN4（5脚和12脚）、IN2与IN3（7脚和10脚）、OUT1与OUT4（2脚和14脚）、OUT2与OUT3（3脚和13脚）分别连接在一起。

3、电路优化部分

3.1 光耦隔离器件ISO7220

在实际应用中，由于存在由弱电到强电的连接，L298N的四个输入IN1～IN4都必须采用光耦隔离或者其他有效隔离方式。在这里我们选取光耦产品ISO7220。

ISO7220是TI公司生产的双通道数字隔离器。为便于PCB布局，ISO7220所提供的通道都面向一个方向（如图2所示）。其有一个被二氧化硅隔离层隔开的逻辑输入缓存器和逻辑输出缓存器。与隔离电源配合使用，其能够阻止高压，隔绝接地，并防止来自数据总线或其他电路的噪声电流进入本地接地或者破坏敏感电路。根据传输速率其分为1、25和150Mbit/s三种不同型号。它主要应用于工业现场总线、计算机外部接口、伺服控制接口和数据采集等场合[4]。

在实际使用当中，引脚1和引脚8上必须加具有不同地的两个电源。我们可以将VCC经过5V/5V的DC变换得到VCC1，它们两个一起为ISO7220的输入和输出端供电。

3.2 续流电路

由续流二极管构成的“H桥”，作为L298N的辅助电路来实现随直流电机的控制。在这里面，二极管并没有什么特殊的地方，只不过是起到了续流的作用而已。

在实际使用当中，使用二极管要注意其允许最大电流和最大耐压两个参数。根据情况不同选取不同参数的元器件。

3.3 过流保护电路

我们以AVR单片机为例。利用AVR单片机的模拟比较器，我们可以实现对直流电机的过流保护。我们用它来对两个模拟入端（正极AIN0、负极AIN1）的输入电压进行比较。

3.4 硬件电路

这上图中，PGND代表电源地，Vs代表直流电机的工作电压。电阻R的阻值需要根据实际情况选取合适的值。

4、结语

PWM配合桥式驱动电路L298N实现直流电机调速，非常简单，而且调速范围大。经过我们的改进，增加了光耦隔离器件、续流电路和过流保护电路，减少了电机的电压不致对对单片机可能造成的干扰，提高了系统的抗干扰性、稳定性和可靠性。

参考文献

[1]张立勋,沈锦华,路敦民,杨勇.AVR 单片机实现的直流电机PWM调速控制器[J].机械与电子,2006(4):29～32.

[2]张天鹏,徐磊.L298N控制直流电机正反转[J].工业设计,2011(3):98～99.

[3]张争争,任永德,谢宝昌.基于DSP 的无刷直流电动机控制系统[J].微特电机,2001,29(2):34-36.

[4]龙脉工作室,朱飞,杨平.AVR单片机C语言开发入门与典型实例[M].北京:人民邮电出版社,2010:369～376.

第5篇：直流电路范文

【关键词】电位差计；电阻箱；检流计；电动势；电阻；惠斯登电桥

0 引言

电位差计是运用补偿法原理来测量电动势和电势差的一种精密的电学测量仪器，为了让学生了解电位差计的原理与使用，大学实验室一般是用11米线电位差计板组装直流电位差计，让学生测量电池电动势等电学量。惠斯登电桥法测量电阻是测量中值电阻准确度较高的一种方法，而大学实验室在教学中也是用滑线式惠斯登电桥板来组装电路。无论是11米线电位差计板还是滑线式惠斯登电桥板，这些仪器都有其局限性，一般只在各自实验中使用。本文中使用实验室常见仪器――电阻箱代替11米线电位差计板来组装电位差计，介绍了如何利用这样的电位差计测量电动势和电阻，并且，此电路稍加改动即可成为惠斯登电桥法测量电阻的电路。无论是用电位差计测量电动势和电阻，还是用惠斯登电桥的方法测量电阻，这两种方法都是测量准确度较高的方法。

1 电位差计的工作原理

1.1 补偿法原理

如图1所示，当两个电源对接，Ex是待测电源，E0为一连续可调的标准电源，调节E0使检流计指针示零，说明电路中没有电流通过，电路达到平衡，此时，两个电源在回路中互为补偿。若已知平衡状态下的标准电源E0的大小，则Ex的大小亦被确定。这种由标准电源与待测电源相互补偿，通过标准电源电动势测量待测电源电动势的方法即为电位差计的补偿法原理，这是电位差计的基本工作原理[1]。

1.2 电位差计电路工作原理

电位差计的实验电路中，可调标准电源可用稳压电源与一可变电阻组成，如图2所示，将开关K拨向Es端（Es为一电动势已知的标准电池），调整C的位置，当检流计指针示零时，Es电动势与A、C间电位差相补偿，则I0=；再将开关K拨向待测电源Ex端，调整C的位置使检流计指针示零，此时，Ex电动势与C、B间电位差相补偿，则Ex=I0RCB=RCB，即求得待测电源电动势。

2 电位差计实验电路设计

2.1 测量电动势

电位差计的实验电路如图3所示，E0是稳压电源，Rp是滑动变阻器，在电路中起到分压保护的作用，R1、R2为两个变阻箱（标准电阻），K2是保护开关用以保护检流计，Es是标准电池，其电动势已知，Ex是待测电源。给R1和R2一个初始阻值（例如使R1和R2均为2000.0Ω，这个数字不易太小，太小会影响有效数字，取几百或几千的整数是为了后面调整时便于记忆），闭合开关K1，开关K2先拨向最大电阻R端的粗调档，电路调整中随着检流计指针偏转变小，再将其依次换到r端中调档和导线端细调档，将开关K3拨向标准电池Es一端，调节滑动变阻器使检流计指针示零，此时R1两端的电位差与标准电源的电动势Es相等，则主回路中的电流I0可表示为I0=。再将开关K3拨向待测电源Ex一端，保持R1、R2的阻值之和不变，调整电阻箱阻值，使检流计指针示零，此时R2两端的电位差与待测电源的电动势Ex相等，且主回路的电流依然为I0，则Ex=I0R2=R2。

电位差计是一个电阻分压装置，它将待测电动势与一个标准电动势直接比较，实验中只需已知标准电池的电动势Es，利用R1、R2的比值，即可求得待测电源的电动势，并且在测量过程中，Es和Ex均不提供电流，避免了导线电阻和电源内阻对测量准确度的影响，因此，这种补偿法测量电位差准确度较高[2]。

2.2 测量电阻

2.2.1 电位差计测电阻

这种使用电位差计测量电阻方法，不使用电流表和电压表，不存在表头内阻分压或分流造成的误差，也不存在因电流表和电压表准确度不高而带来的误差。使用这种测量方法测量电阻甚至不需已知Es的大小，只要电阻箱的准确度高，以及检流计灵敏度足够高，即可精确测量未知电阻的阻值。

2.2.2 惠斯登电桥法测电阻

图3测量电动势的电路只需稍加变化，即可成为另一种测量电阻的电路。如图5所示，将图3电路中单刀双掷开关K3去掉，将三端导线直接相连，再用标准电阻R0与待测电阻Rx分别取代Es与Ex的位置，标准电阻使用电阻箱或一个不可调电阻均可，但阻值必须可知。

当图5电路中的开关闭合时，若流过检流计的电流零，此时，R1两端的电位差与R0两端的电位差相等，R2两端的电位差与Rx两端的电位差相等，则有I1R1=I0R0，I2R2=IxRx，因为流过检流计的电流为零，所以I1=I2，I0=Ix，由此得，即，Rx=R0。

这种测量电阻的方法称为惠斯登电桥法。与电位差计将待测电动势与标准电动势相比较来求待测电动势类似，惠斯登电桥法测电阻，是通过将待测电阻与标准电阻比较，来测量待测电阻阻值的方法。因此，惠斯登电桥法测电阻，只需根据R1、R2与R0的阻值，即可计算出待测电阻的大小。

图5中，若标准电阻R0不可调，则可通过调整R1或R2的阻值来使检流计指针指零，在调整过程中随着流过检流计的电流减少，相应调整保护开关的档位，当K2在细调档时检流计的指针示零，则电桥平衡，此时Rx=R0。

若标准电阻R0可调（可用一电阻箱代替），则可先固定R1、R2的比率，调整R0使检流计指针指零，若调整R0不能够使检流计指零，则可再调整R1或R2的阻值，最终使电桥平衡，再根据Rx=R0的关系式求出待测电阻的阻值。

3 优缺点

本文中介绍的用电阻箱组装电位差计的电路具有结构简单、组装灵活、使用仪器常规等特点，并且无论是测量电动势还是测量电阻都不需要使用电压表和电流表，这就使测量不会受到电压表、电流表精确度的影响，也不存在仪表内阻分压或分流的影响，测量准确度较高。但是，整个电路的测量依赖电阻箱准确度，以及检流计灵敏度，并且，文章中所介绍的两种测量电阻的方法，因为均包含接线电阻和接触点上的接触电阻，因此，这两种方法均不适合测量低值电阻，测量低值电阻，误差较大。

4 结束语

本文中所设计的这个实验电路简单，却即可通过补偿法测量电动势和电阻，也可利用惠斯登电桥的方法测量电阻，且测量准确度较高。电路中使用的仪器均是实验室常见的仪器，这些实验仪器几乎是所有大学物理实验室必备的仪器设备，所以该实验比较适合用于设计性实验教学中，或在需要电位差计，以及需要精确测量中值电阻，而又缺少专业设备时，即可组装本文所介绍的电路来进行测量。

【参考文献】

第6篇：直流电路范文

【关键词】直流；稳压电路；原理分析

稳压电路是指在输入电压、负载、环境温度、电路参数等发生变化时仍能保持输出电压恒定的电路。这种电路能提供稳定的直流电源，对各种电子设备能够稳定工作起到了重要的作用。常见直流稳压电路主要有四种，分别为：稳压二极管稳压电路、串联晶体管稳压电路、并联晶体管稳压电路和开关型稳压电路。

一、稳压二极管稳压电路

稳压二极管，又叫齐纳二极管，是一种直到临界反向击穿电压前都具有很高电阻的半导体器件。在这临界击穿点上，反向电阻降低到一个很小的数值，在这个低阻区尽管流过二极管的电流变化很大，而其两端的电压却变化极小，并且这种现象的重复性很好，从而起到稳压作用。因为这种特性，稳压管主要被作为稳压器或电压基准元件使用。

图1为稳压二极管稳压电路，由限流电阻RS和稳压二极管DZ组成。

Us为未稳压的输入直流电压， UO为经过稳压的直流电压， RS为DZ的限流保护电阻， 又起电压调整作用， DZ为稳压二极管， RL为负载电阻。其工作原理是： 此电路主要利用稳压二极管的稳压特性， 即DZ反向导通后其两端的压降基本保持不变。当US增大引起RS上的电流增大， 但UO 即DZ两端的电压保持恒定不变， 这样US的增大量全部降在RS上， 以保持UO不变， 反之亦然。在实际应用中RS的特性和DZ的特性对整个稳压过程起关键作用。

这种稳压电路的工作范围受稳压管最大功耗的限制，Iz不能超过一定数值。其关键是：在US、RL及UO均为给定的条件下，Rs值的选取应保证在输入电压为最大值USmax时，稳定电流Iz和稳压管允许的功耗不超过规定的最大值；在输入电压为最小值时，又能保证Iz不低于最小的稳定电流。

二、并联晶体管稳压电路

晶体管是一种固体半导体器件，可以用于检波、整流、放大、开关、稳压、信号调制和许多其它功能。晶体管作为一种可变开关，基于输入的电压，控制流出的电流，因此晶体管可做为电流的开关。

图2为并联晶体管稳压电路。其中T是调整管、DZ是基准稳压管，Rs是Dz的限流电阻，RO是负载。这个稳压电路的输出电压约等于稳压管DZ的稳压值（实际上要加上T发射结电压，一般锗管取0.3V，硅管取0.7V）。这是由于电源在工作时，T发射结导通，发射极电压与基极电压连结一致，而基极电压被DZ稳定在一个固定值。这个电路可以看作T将DZ的稳压作用放大了β倍，相当于接入一个稳压值为DZ稳压值，稳压效果为β倍DZ稳压效果的稳压管。

并联稳压电路稳压性能有所提高，线路也不复杂，其优点是：有过载自保护性能，输出断路时调整管不会损坏；在负载变化小时，稳压性能比较好；对瞬时变化的适应性较好。 但并联稳压电路也有比较大的缺点：效率较低，特别是轻负载时，电能几乎全部消耗在限流电阻和调整管上；输出电压调节范畴很小；稳定度不易做得很高。这些固有的缺点很难改进，所以现在普遍利用的都是串联稳压电路。

三、串联晶体管稳压电路

图3为简单的串联晶体管稳压电路。调整管T与负载电阻RO相串联，当由于供电或用电发生变化引起电路输出电压波动时，它都能及时地加以调节，使输出电压保持基本稳定，因此它被称做调整管。稳压管DZ为调整管提供基准电压，使调整管基极电位不变。RS 是DZ的保护电阻，限制通过DZ的电流，起保护稳压管的作用。

电路稳压过程是这佯的：如果输人电压US增大，使输出电压UO增大时，由于Ub=Uw固定不变，调整管基射集间电压Ube =Ub-US将减小，基极电流Ib随之减小，而管压降Uce 随之增大，从而抵消了US 增大的部分，使UO基本稳定。如果负载电流IO增大，使输出电压UO减小时，由于Ub固定，Ube 将增大，Uce 减小，也同样地使UO基本稳定。

从上面分析中可以看到，调整管既象是一个自动的可变电阻：当输出电压增大时，它的“阻值”就增大，分担了大出来的电压；当输出电压减小时，它的“阻值”就减小，补足了小下去的电压。无论是哪种情况，都使电路保持输出一个稳定的电压。这种稳压电路也能输出较大的电流，而且输出电阻低，稳压性能好；电路也易于制作，但其也有输出电压不可调等缺点。

四、开关型稳压电路

基于上述线性稳压电路的线性稳压电源虽然电路结构简单、工作可靠，但它存在着效率低（只有30%-50%）、体积大、铜铁消耗量大，工作温度高及调整范围小等缺点。为解决线性型稳压电源功耗较大的缺点，研制了开关型稳压电源。开关稳压器的转换率可达60%～85%以上，而且可以省去工频变压器和巨大的散热器，体积和重量都大为减小，具有体积小，效率高的优点。这种开关型电路已在各种电子设备中获得广泛的应用。

开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种，在实际的应用中，调宽式使用得较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。

开关式稳压电源的基本电路框图如图4所示。 交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。

常用的实现开关控制的方法；有自激式开关稳压器、脉宽调制式开关稳压器和直流变换式开关稳压器等。开关型稳压电路体积小，转换效率高，但控制电路较复杂。随着自关断电力电子器件和电力集成电路的迅速发展，开关电源已得到越来越广泛的应用。

参考文献：

[1]张立荣.一种改进太阳能计算器芯片二极管稳压电路设计[J]，电子与封装，2012（10）.

[2]李向东，刘伟. 串联型稳压电路的设计，周口师范高等专科学校学报[J]，2001（09）.

第7篇：直流电路范文

>> 基于TL494太阳能降压充电电路设计 基于STC89C52和TL494的开关电源的设计 基于脉宽控制器TL494的升压开关电源设计 基于TL494芯片 PWM控制电路工作原理分析与检测 直流降压斩波电路的设计 一种基于TL494芯片的电动车电机控制器 基于PSCAD的直流斩波电路的仿真 基于MATLAB/Simulink的直流斩波电路分析 直流斩波电路的MATLAB研究 基于CPLD的直流无刷电机驱动电路设计 直流斩波电路的Matlab／Simulink仿真研究 基于AD760的高精度直流电压输出电路设计 基于小型高效直流开关电源的控制电路设计 GTO斩波调速系统主电路的设计 基于串联直流稳压电源电路的Multisim应用于电路设计分析研究 基于CPLD的WatchDog电路设计 基于EMCCD的驱动电路设计 基于89C51单片机的数控直流电源电路设计 基于Matlab的交流斩波型PFC电路仿真研究 交流信号转直流信号电路设计 常见问题解答 当前所在位置：.

[2]王兆安，刘进军.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2010.119-120.

[3]胡寿松.自动控制原理[M].北京：机械工业出版社，2007.264-265.

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第8篇：直流电路范文

关键词:PSCAD; 直流斩波电路; 建模; 仿真

中图分类号:TM13 文献标识码:A

文章编号:1004-373X(2010)13-0209-02

Simulation of DC Chopping Circiut Based on PSCAD

TANG Ren-biao

(Jingyin Polytechnic College, Jiangyin 214405, China)

Abstract: A simulation model of Buck-chopper circuit was established in electromagnetic transient analysis software PSCAD. The simulation analysis of DC chopping circiut is performed attentively on the basis of the model. The simulation waveform is consistent with the results gotten by the method of conventional analysis. The result confirms that the PSCAD software can be applied to the power electronics technology simulation and research.

Keywords: PSCAD; DC chopping circiut; modeling; simulation

在电力电子技术中,将直流电的一种电压值通过电力电子变换装置变换为另一种固定或可调电压值的变换,称为直流-直流变换。由于其基本原理是利用开关器件对输入电压波形周期性地“斩切”,因此也常称为斩波器。开关型直-直换流器广泛用于直流开关稳压电源和直流电机驱动等领域中。有许多的文献与杂志用不同的电力电子仿真软件对其进行了仿真[1-5] ,这里主要讨论了PWM(脉冲宽度调制)控制方式的降压电路(Buck Chopper),并应用可视化电磁暂态仿真软件PSCAD,对该电路及降压电路进行了建模,并对仿真结果进行了分析,得到了一种直观、快捷分析直流变换电路的新方法。

1 直流斩波电路工作原理

直流降压斩波电路原理图如图1(a)所示[6-7] 。图中用理想开关S代表实际的电力电子开关器件;R为纯阻性负载。当开关S在ton时间接通时,加到负载电阻上的电压Uo等于直流电源Ud。当开关S在toff时间断开时,输出电压为零,直流变换波形如图1(b)所示。

输出电压平均值为:

UR=uR=1Ts∫Ts0uRdt=1Ts∫t┆on0U┆ddt

=Udt┆ont┆on+t┆off=t┆onTsUd=DUd

(1)

式中:t┆on为斩波开关S在一个周期内的导通时间;t┆off为斩波开关S在一个周期内的关断时间;Ts为斩波周期;D为占空比,D=t┆on/Ts。

图1 带纯电阻负载的降压斩波器工作原理

由此可见,Ц谋涞纪ㄕ伎毡D,就能够控制斩波电路输出电压Uo的大小。由于D是在0～1之间变化的系数,因此输出电压Uo总小于输入电压Ud,即为降压输出。

2 PSCAD简介

电力系统电磁暂态计算程序PSCAD是目前世界上广泛使用的一种电力系统分析软件。其大规模的计算容量、完整而准确的元件模型库、稳定高效的计算内核、友好的界面和良好的开放性等特点,已经被世界各国的科研机构、学校和电气工程师广泛使用[8-10] 。PSCAD/EMTDC有以下元件模型库:

(1) 集中参数电阻R、电感L、电容C;随时间变化的电阻R、电感L、电容C;电压源、电流源、多相谐波源;

(2) 测量元件库,包括单相电压表、电流表、三相电压表(RMS)、瞬时有功功率/无功功率表、频率表及相位(差)表;

(3) 高压直流输电(HVDC)及灵活交流输电(FAcTs)模型库,包括二极管、晶闸管、GTO、IGBT及避雷器模型库,可以进行电力电子仿真。

(4) 控制系统模型库,包含91种交/直流控制、数字/模拟控制模型;逻辑电路库等。

3 直流斩波电路的建模与仿真

3.1 由IGBT构成直流降压斩波电路的建模和参数设置

图2为由IGBT组成的Buck直流变换器仿真模型,在前面工作原理中分析得到输出电压在0~Ud之间跳变,这在许多应用中是不允许的,解决的方法就是在图中通过续流二极管释放存储在电感中的能量,即在IGBT导通区间,由于二极管呈反偏状态,由输入端向负载和电感提供能量,而当IGBT断开时,电感电流经续流二极管将存储能量释放给负载;利用电感和电容元件组成的低通滤波器可削弱输出电压的跳变。IGBT按默认参数设置,电压源参数取Us=100 V,L=100 mH,C=0001 μF;负载参数取R=2 Ω。

图2 IGBT构成直流降压斩波电路

3.2 直流降压斩波电路的仿真

打开仿真参数窗口,选择standard算法,solution time step为100 μs,停止仿真时间设置为0.5 s,控制脉冲周期设置为0001 s(频率为1 000 Hz),控制脉冲占空比分别为40%,50%,80%。参数设置完毕后,启动仿真,得到图3的仿真结果。

由图3可以看出,负载上电压分别为40 V,50 V,80 V,满足公式:

Uo=t┆onTsUd=DUd

4 结 语

通过以上的仿真过程分析,可以得到下列结论:直流变换电路主要以全控型电力电子器件作为开关器件,

通过控制主电路的接通与断开,将恒定的直流斩成断续的方波,经滤波后变为电压可调的连续直流输出电压。利用PSCAD对降压斩波电路仿真结果进行了详细分析,验证了仿真结果的正确性。

图3 Buck Chopper仿真结果图

参考文献

[1]罗伟,张明焱.基于Saber的Buck电路仿真与分析[J].电力系统及其自动化学报,2007,19(3):122-124,128.

[2]高春侠,张磊.PSPICE软件在电力电子教学过程中的应用[J].电力系统及其自动化学报,2007,19(3):125-128.

[3]王利清,魏学业.基于计算机仿真的Buck-Boost电路研究[J].系统仿真学报,2004,16(1):52-54.

[4]王春芳,王开艳,李强.Buck变换器仿真模型及分岔与混沌研究[J].系统仿真学报,2007,19(24):5824-5826.

[5]孔凡燕,潘庭龙.PLECS在DC/DC变换器中的应用[J].通讯电源技术,2008(1):52-54.

[6]张一工,肖湘宁.现代电力电子技术原理与应用[M].北京:科学出版社,1999.

[7]赵珂,曹建.基于BUCK型DC-DC变换器的仿真研究[J].南昌航空大学学报:自然科学版,2008(4):34-36.

[8]林良真,叶林.电磁暂态分析软件包PSCAD/EMTDC[J].电网技术,2000,24(1):65-66.

第9篇：直流电路范文

关键词：直流无刷电机；驱动电路；功率MOS管；脉宽调制

中图分类号：TM36+1 文献标识码：B

文章编号：1004373X(2008)0312203

Design and Optimization for a Brushless DC Motor Drive Circuit

SONG Huibin,XU Shen,DUAN Deshan

(National ASIC System Engineering Research Center,Southeast University,Nanjing,210096,China)

Abstract：In this paper,a drive circuit for brushless DC motor is proposed.It is designed with discrete elements,has the features of low price,easy way to realize and high reliability.Based on the presentation of motor′s working principle,the paper analyses the important points of the drive circuit design.Some problems are discussed with the proposed circuit,such as the floating gate drive for the power MOSFET,the dead time setup of the complementary PWM outputs,the reasons to form the oscillation and the way to optimize the drive circuitry.In the end of this paper,a test is performed to verify the functions of the circuit and observe the effect after the optimization.

Keywords：brushless DC motor;drive circuitry;power MOSFET;PWM

直流无刷电动机既具有运行效率高、调速性能好，同时又具有交流电动机结构简单、运行可靠、维护方便的优点，是电机主要发展方向之一[1],现已成功应用于军事、航空、计算机、数控机床、机器人和电动自行车等多个领域。电机驱动电路的性能直接决定了电动机能否正确可靠地运行,本文将结合三相无刷直流电动机的应用，介绍一种驱动电路，并针对驱动过程中的几个要点进行论述与优化，如振荡吸收、死区时间设置等，最后给出实际测试波形与结论。

1 直流无刷电机工作原理

为了便于理解本驱动电路的设计及优化方法，首先简单描述一下直流无刷电机的驱动控制原理。

1.1 三相桥式逆变电路

目前，对于普及的三相直流无刷电机，大多采用三相桥式逆变电路驱动[2]，其结构如图1所示。

图1中底部的3个电感为电机线圈的简单等效模型，6只功率MOSFET作为开关器件使用，组成三相桥式结构。如果将他们按照一定的组合方式和频率进行开关，即能驱动三相无刷直流电机转动。

图1 三相直流无刷电机结构

功率MOSFET的导通顺序如图1所示，由图可知，系统采用三相六拍制单极控制，电动机每转一周都要经过六次换相，每一相都有一个上管和一个下管为导通状态，但同一对上下管不能同时导通，否则相当于电源短路。这六相分别为：Q1+Q6，Q3+Q6，Q3+Q2，Q5+Q2，Q5+Q4，Q1+Q4。在每相中，电流根据导通的功率MOSFET不同，按不同方向流经电机的不同线圈，由此产生持续的旋转磁势，推动电机的转子转动。

1.2 直流无刷电机驱动电路的设计要点

驱动直流无刷电机就是合理驱动各桥臂的功率MOSFET开关，使其按次序导通，设计过程中要注意如下几点：

(1) 功率MOSFET的栅极驱动

一般功率MOSFET的栅极驱动电压VGS为10～15 V，且在开关态中，需要较大的电流驱动，否则上升下降时间会变得很慢，影响驱动效率。从MCU出来的数字信号是不能达到要求的，需要设计电路加大驱动能力。

在电机驱动电路中，由于电流较大，上管都采用N型MOSFET。从图1可看出，每个上管源极的电压是浮动的，因此，上管的栅极驱动电压也必须浮置在源极的电压之上才能有效地开启上管。实现这样的方法有多种，如自举法、隔离电源法、脉冲变压器法、充电泵法、载波驱动法等[3]。

(2) 脉宽调制控制

直流无刷电机的速度控制一般是由脉宽调制(PWM)来实现。在每一相中，采用恒定频率，不同占空比的脉宽信号控制功率MOSFET的导通时间，调节流过电机的电流，改变其转动速度，这个PWM信号的频率一般为数十kHz。常用的PWM模式如表1所示。

表1 常用的PWM模式

称方式优点缺点

2相变频开关式仅上桥臂PWM开关损耗低，直流总线容量小无法快速改变电机速度

4相同步变频开关式上下桥臂同步同相位PWM可快速改变转速总线容量需求大，开关管发热大

4相同步变频互补开关式同对上下管互补PWM，导通相下桥臂常开或PWM优越的过零点控制，降低开关管温度电路设计和器件选配比较严格

(3) 上下开关管互补导通时的死区时间

从图1可以看出，假设某一相为Q1Q4导通，则当Q1进行PWM调制关断时，电机线圈为了保证电流方向不变，会产生感生电势，A端为负，B端为正。由于A端电势比地电位低，电流会通过Q2的寄生二极管放电，如果此时使Q2反相导通辅助放电，则可以大大减小功率MOSFET的温升。所以，当电流较大时，应采用互补开关模式。采用此模式时，为了避免桥臂直通，一般要求上下管栅极控制信号有一个死区时间，以确保在换流时上下管不会同时导通。这个死区时间太长会造成输出电压谐波成分增加，太短则不能发挥应有的作用[4]。其长短可根据电路性能及功率MOSFET的开通关断时间来确定。

(4) 振荡现象

由于电机经常工作在恶劣的环境下，且流过的电流较大，容易在驱动电路中产生振荡,严重时会损坏控制板,故需要在电路设计和布板上进行优化，消除或减弱这些振荡现象，在下面一节中将会根据实际电路进行此方面的讨论。

2 驱动电路的设计与优化

2.1 控制驱动电路原理

本文设计的直流无刷电机驱动电路，采用自举法驱动高压侧开关管，全部采用分立元件，其中一对上下功率MOSFET的驱动电路如图2所示，其余两对开关管的驱动电路与之完全相同。

图2 驱动电路结构

在图2所示的电路中，H_PWM和L_PWM分别为驱动上下开关管的5 V数字逻辑PWM信号。

对于Q2管，不需要浮置栅，驱动方法比较简单。当N2基极的L_PWM为低电平时，N2不导通，N1和P1导通，使得Q2的栅极被15 V电源直接驱动，Q2导通。当L_PWM为高电平时，N2导通，N1,P1关断，Q2栅极电位被拉到地，Q2关断。

对于Q1管，需要栅极浮置驱动，原理如下。当N3基极的H_PWM信号为低电平时，N3和P2都不导通，此时Q1是关断的，而Q2互补导通。15 V电源电压经D1向自举电容C1充电，使得C1两端电压为15 V减去D1的管压降，大概为14 V。当H_PWM信号为高电平时，N3和P2相继导通，自举电容C1两端的电压通过P2加到Q1的栅极上，浮置于源极之上，电压差为14 V左右，保证Q1饱和导通，此时Q2必须是互补关断的，否则将造成桥臂导通，使电源短路。当H_PWM信号再次转为低电平时，P3导通，使Q1的栅极电容迅速放电，及时关断Q1。

2.2 上下开关功率MOSFET互补PWM的实现

提供互补PWM信号可利用具有两路PWM输出的MCU，死区时间由软件给定，但这样成本会比较高。本文设计一种硬件电路实现此功能，并且死区时间可调，其电路结构如图3所示。

图3中的输入信号为MCU给出的一路PWM调制信号，L_PWM和H_PWM为具有死区时间的一对互补PWM控制信号，与图2中相对应。

当PWM信号从低到高时，通过R11对C11充电，C11上端电压逐渐升高，当大于后级反门的门限电压时，信号得以传输过去，其间有个时间差T1。同时，PWM信号也通过R13对C12充电，当C12上端电压大于与门的门限时，信号得以传输过去，其时间差为T2。T1和T2可以通过改变各自RC的值进行改变。

图3 硬件电路结构

电容上电压为：

Uc(t)=Us(1－e－(t/RC))

Us为单片机输出的5 V电压，假设逻辑门的门限电压为Vth，则令Uc(t)=Vth即可算出给定延迟时间t的情况下，RC的取值。

在本应用中，设置T2>T1。当PWM信号从高到低时，C11要通过R11放电，电压缓缓下降到反门的门限电压以下时，信号才能传输过去，其延时为T3。而对于H_PWM，只要PWM一变为低，与门特点是有低出低，所以信号会立刻传输过去，基本没有延迟。又从图2可知，L_PWM信号与Q2栅极驱动信号反相，H_PWM信号与Q1栅极驱动信号同相，这样变得到了图3中的Q1,Q2栅极波形VGS1和VGS2。两个死区时间分别为T2,T1和T3。在以上分析中，门级延迟相对于RC延迟可以忽略不计。

2.3 驱动电路中的振荡现象及优化

MOS管的转换频率一般可以到200 MHz以上，所以由于封装和线路上的各种寄生电抗，会产生寄生振荡问题。同一桥臂上的两个功率MOSFET在开通和关断的转换过程中，由于较高的dv/dt，栅极驱动信号会产生振荡，导致功率MOSFET产生很大的开关损耗。当上管开通时，会在下管栅极产生阻尼衰减振荡信号。更严重的是若振荡的幅值达到功率MOSFET的门限电压，下管将开通，而上管正处于开通状态，此时将造成上下功率管的直通现象，损坏功率管。

开通时间是影响驱动信号振荡幅值的主要因素，二者成反比关系。适当延长器件的开通时间，即可很大程度上减小振幅。因此需在功率MOSFET的栅极前加一个缓冲电阻[5]，人为增加器件的开通时间，在功率MOSFET的栅源极间并联电容以延长栅极电容的充电时间，降低电压变化率，如图2中的C2,C3。缓冲电阻的阻值要设置适当，因为过大的电阻会引起更长的开通和关断时间，不但与减小死区时间的要求相违背，而且还会增加功率MOSFET的开关损耗,因此要根据电流容量和电压的额定值以及开关频率选择合适的缓冲阻值。图2中缓冲电阻为R3,R8，其阻值一般在100 Ω左右。

缓冲电路参数通常的选取原则为：

式中f为功率MOSFET的工作频率。

此外，从布板的角度来说，驱动电路必须靠近MOS管，如图2中的N2应靠近Q2，当Q2关断，其漏极电压从低到高时，栅漏电容的放电电流会使栅极驱动的连接阻抗压降升高，若N2离Q2较远，即连接阻抗过高，则栅极电压过高，容易产生误开启。另外N2应选择电流能力较强的三极管，提高放电速度，可减小上述振荡现象。

3 测试波形

根据本文的设计与优化思路，搭建了直流无刷电机控制驱动的实际电路板，并用一台250 W的三相直流无刷电机作为负载进行了测试，以下是一些测试波形。

图4为一对上下功率MOSFET进行互补PWM时的波形。VG1为上管Q1的栅极电压，VS1为其源极电压，波形分辨率都为13.2 V/div；VG2为下管Q2的栅极电压，3.30 V/div；三个波形的时间分辨率都为7.5 μs/div。

图4 上下功率MOSFET进行互补PWM时的波形

从图4中可以看出当上管Q1导通时，栅极电压是浮置在源极电压上的，压差为14 V左右，上升下降沿也较为理想。上下功率MOSFET的栅极驱动波形VG1,VG2显示为互补导通，有明显的死区时间，保证了两开关管不会同时导通，该电路较为优秀地完成了电机驱动任务。

图5为对系统中出现的振荡现象进行优化前后的测试波形。VD2为下管Q2的漏极电压，20 V/div；VG2为Q2栅极电压，10 V/div；时间分辨率都是100 ns/div。

图5 优化前后的测试波形

图5(a)为优化前的情况，可见当下管Q2漏极电压上[JP+1]升时，其栅极由于上文所述的原因产生较大振荡，振幅最大15 V左右，这完全能把Q2开启，造成上下开关管同时导通。

针对该振荡问题，按照优化思路进行调整，适当加大缓冲电阻值，减小驱动三极管到下管栅极的走线长度，增大驱动三极管的拉电流能力等。再次进行测试，由图5(b)可以看出，改进非常明显，基本消除了振荡现象，这对增加系统的稳定与可靠性有非常大的作用。

4 结 语

本文介绍了一种应用于三相无刷直流电机的控制驱动电路,主要分析了此类电路设计中的注意要点以及优化方法。本电路由分立元件组成，简单可靠、易实现、成本低，并且从测试波形可以看出其性能也较为优异，可以广泛应用。在今后的设计中，若能将该电路集成化，则可更进一步简化电机控制驱动系统的设计，提高稳定性。

参考文献

[1]谭建成.新编电机控制专用集成电路与应用[M].北京：机械工业出版社，2006.

[2]Chris Hill.An Introduction to Low Voltage DC Motors[M].United Kingdom:Philips Semiconductors Application Note AN10293_1,2004.

[3]李正中,孙德刚.高压浮动MOSFET栅极驱动技术[J].通讯电源技术，2003(3)：37―40.

[4]吴凤江,高晗璎,孙力.桥式拓扑结构功率MOSFET驱动电路设计[J].电气传动，2005，35(6)：32―34.

[5]田颖,陈培红,聂圣芳,等.功率MOSFET驱动保护电路设计[J].电力电子技术，2005，39(1)：73―75.