信号通信论文精选(九篇)

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第1篇：信号通信论文范文

1.1中短波电台的现状

中短波电台在历史上为保证航行安全做出了重要贡献，至今仍承担海上通信安全、遇险、救助等任务。目前在我国沿海有上海、广州、天津、大连等电台，它们的工作方式基本上是VHF，SSB，NBDP，Morse，覆盖的频段为400KHz到30MHz。由于各种通信技术的发展和应用，中短波通信受到越来越大的冲击。不但它的应用范围上有很大的局限性，而且更是由于中短波电台系统大多采用模拟方式，它的抗干扰性差，不稳定性而产生的噪声使它的通信质量难以得到保证。目前，通信数字化技术已相当成熟，基于这个技术本论文提出了中短波通信数字化的观点。数字系统与模拟系统不同，它的特性不易随使用条件的变化而变化，数字信号可以存储，可以按照理论算法运算，可以获得较高的指标。这些特点决定了中短波通信的噪声可以通过数字化来解决。

1.2中短波电台的发展方向

在我国不同区域、不同级别、不同用途、不同波段的无线电台很多，无线电台的这些特点，不但使相互间的联合通信很困难，也给电台的功能扩展增加了难度，同时更为重要的是，它使电台无法适应新技术的飞速发展而及时更新换代。因此采用数字化技术，对来自天线射频的信号直接进行采样，以通用的数字信号处理器为硬件平台，用软件来完成无线电台的所有功能，是无线电台的发展方向。

根据我国的目前的情况，改造现有的模拟电台具有非常重要的意义，因为它是使通信设备向小型化、模块化、数字化和软件化过度的一种切实可行的方法。对于短波无线电台而言，随着数字信号处理技术的发展和数字器件越来越多的应用到HF收发信机设备中，现有的HF收发信设备普遍采用微处理器作为电台控制，有的采用了数字式频率合成器，采用了数字式天线匹配器，有的还采用了数字信号处理器以实现自适应链路建立和抗干扰通信。

进入九十年代，国外的通信厂家推出的新型HF收发信设备，出现了数字化接收机，数字化发射激励器、数字化电台等设备。这类设备同以往设备的最大区别是采用数字信号处理技术代替了以往设备中与各种工作方式有关的模拟器件，这样可以利用数字信号处理方面的许多优点，例如在模拟设备中的边带滤波器的群迟延特性在通带范围内是U型的，不是常数，而在数字信号处理中用FIR滤波器很容易实现群迟延特性为常数。

HF收发信设备数字化的实质是收发信设备中信道部分的数字化，它采用数字信号处理技术实现音频与中频之间的频潜变换，涉及的内容主要有音频处理，各种工作方式的调制/解调，中频及射频的自动增益控制/自动电平控制。

HF收发信设备信道数字化后，由于采用了大规模集成电路取代分立元件，用软件实现滤波器等功能，简化了硬件电路，同时提高了性能指标和可*性，也增加了电台灵活性，为软件无线电打下了基础。

现有的模拟式HF收发信机设备均采用2至3个中频，否则无法实现高的性能指标。理想的数字化方案应是*近天线的数字化，考虑到HF波段的特点和现有的技术，现在取消中频直接在射频上数字化在技术上是非常困难的，在目前是难以实现的，较好的数字化方案是应该在较适中的频率上数字化。

收发信机普遍采用高中频的方案：第一中频在40MHz到100MHz之间，受到硬件技术发展水平的限制，在一中频实现数字化是非常困难的，因此HF收发信机的数字化主要集中在9MHz、2.5MHz、500KHz、200KHz。

高于200KHz中频的数字化通常只采用两个中频，而低于200KMz中频的数字化往往要采用三个中频。采用三个中频的HF收发信设备较采用两个中频的HF收发信设备的硬件电路要复杂。在较低的中频上数字化是采用三个中频的主要原因，目前的技术在二中频上实现数字化己经成熟，且在三中频上数字化也没有明显的好处，所以新的数字化方案中避免在较低的中频上数字化。

综上所述，目前的HF收发信设备的数字化方案应采用双中频方案，在二中频上实现数字化，二中频的频率应高于200KHz。在较高的中频上实现数字化可以获得较高的处理增益，达到较高的性能指标。

2．多级抽取数据处理原理

对于数字电视广播信号反射回波的频谱分布，我们只对其中心频率附近可能出现的运动目标的一段频谱感兴趣，例如：由传输速率决定的数字电视广播信号的频谱宽度为432MHz，而实际目标可能覆盖的频段不会超过20kHz。如果对所有采样点计算FFT，计算量非常大，且这样的计算效率很低。如果采用信号抽取方法就可以做局部的谱分析，提高计算效率。实现局部频谱分析的工作原理，如图1所示。信号经过复调制，把要进行分析的一段频谱（例如X0附近）搬移到零频附近，然后进行MB1的抽取，这样在较少的点数下做信号频谱分析，达到细化频谱的目的。

但是当抽取因子M很大时，一次抽取对滤波器的特性要求很高，为滤波器的设计带来困难。如果采用多级采样率变换来实现抽取，不但可以简化滤波器的设计，而且可以进一步减少计算量和系统的存储量。

3．多抽样率数字信号处理技术

在一个信号处理系统中有时需要不同的抽样率。这样做的目的有时是为了系统中各处需要不同的抽样率，以利于信号的处理、编码、传输和存储，有时是为了节省计算工作量。使抽样率降低的抽样率转换称为抽取；使抽样率升高的抽样率转换称为内插，抽取和内插是多抽样率信号处理的基木环节。

3.1多抽样率数字信号处理

实现多抽样率变换的基本方法包括：整数抽取、整数内插、抽样速率的有理数变换等。

（1）整数抽取

如图2所示为整数抽取器的结构，其中为抗混叠低通滤波器，其理想频域响应为：

（1）

设输入信号的频域响应为，通过计算可得输出信号的频域响应为

（2）

若满足（1）式，则有。即整数抽取序列的数字谱是M个输入序列经频谱扩展（M倍）和周期移位后的迭加谱，提高了信号的频域分辨率。

图2整数抽取器的结构

（2）整数内插

如图3所示为整数内插器的结构，其中为平滑低通滤波器，其理想频域响应为：

（3）

图3整数内插器的结构

设输入信号的频域响应为，通过计算可得输出信号的频域响应为

（4）

即整数内插序列的数字谱是输入序列经L倍压缩后的谱提高了信号的时域分辨率。

（3）抽样速率的有理数变换

以上介绍的整数内插与抽取都属于采样速率的整数变换，将其推广可得抽样速率的有理数变换。有理数（L/M）倍的速率变换可以这样来实现：首先通过L倍内插然后进行M倍抽取。其中为内插低通滤波器与抽取低通滤波器合二为一，满足下式，式中

（5）

3.2滤波器设计及实现

在多抽样率系统中我们总是设法把乘法运算安排在低抽样率的一侧以使每秒钟内的乘法次数（MPS）最少。但在抽取器和内插器中滤波的卷积运算都是在抽样率较高的一侧，例如实现抽取器的运算，如果先做抗混迭滤波的卷积计算然后抽取，则必然有很多计算工作是徒劳的，而且一个卷积运算又必须再在输入信号的抽样时间间隔内完成，这样就使得每秒钟的乘法次数很高。在实现多抽样率系统时，FIR结构具有很大的优越性。一方面它绝对稳定的，并具有很容易做成线性相位的优点，另一方面也容易实现高效结构。

多抽样率系统的实现一般有3种结构：直接实现、多相结构的实现、时变网络的高效实现。在实际中应用广泛的是多相结构的实现，同时在HSP50215、HSP50214中也主要使用这种方式。多抽样率系统中的多相表示和整数倍内插器表示两种方式。其中多相表示又称为多相分解，是指将数字滤波器的转移函数H（z）分解成若干个相位不同的组。通常，对于简单整系数滤波器，在抽取系统中，当抽取因子D不恰好是2的幂，但包含多个二倍抽取器的级连，我们常常在抽取系统的第一级（或内插系统的最后一级）采用运算极为简单的整系数滤波器，因为这种简单的整系数滤波器的的低通滤波性能并不很好，所以它只用于抽取系统的第一级或内插系统的最后一级，其余各级则仍使用半带滤波器。这是HSP502I4中CIC滤波器和半带滤波器级连这种结构设计的依据。

（1）数字高通滤波器的设计

设采样频率为F=250Hz，为了减少孔径误差，其频率稳定度远远高于电网频率稳定度（由需要的处理精度确定）。其中对于孔径误差，它指因采样频率不稳定造成采样脉冲未在预定时刻t0出现，而是在t0之前或之后出现，所采样的值与实际t0时刻的值之差。其频率稳定度为max[|f－f0|]/f0，式中f0为标准频率，f为实际出现或允许出现的频率，且N=125，其中：

|Gd（k）|=[0，a1，a2，1，…，1，a2，a1]（6）

Gd（k）=exp（－jkpi（N－1）/N）k=0，1，2，…，N－1（7）

式中N为Gd（k）的长度，在计算机上调整a1和a2，可改变高通滤波器的频率特性。由傅里叶反变换可求得其N点单位抽样响应g（n）=IDFT（Gd（k）），且g（n）对称。

（2）由数字高通滤波器到多带阻带通滤波器

根据多抽样率思想，对g（n）进行插值，每一个g（n）后面插入K－1个0，令h（n）=g（n/K），n=0，K，2K，3K，…，（N－1）K；h（n）=0，n=其他。并取h（n）的长度为KN，K=F/50=5。

由多抽样率理论很容易推导出h（n）的频谱将是g（n）的频谱的K倍压缩。在matlab上仿真，由h（n）的频谱图可以看出，其阻带中心频率在0Hz，50Hz，100Hz，150Hz，200Hz处。

调整a1和a2的值，可达到阻带宽度为0.36Hz时，衰减超过60dB；阻带宽度为0.4Hz时，衰减超过52dB；通带下限频率（或上限频率）与阻带中心频率的差为2（F/N）/（F/50）=2×50/N=0.8Hz，通带减不超过3dB。在直流附近，低于0.18Hz的信号将被滤掉，衰减大于60dB，大于0.8Hz的信号将得到保留，其衰减不超过3dB，在通带内的纹波系数小于1.2%。

参考文献：

1．宗孔德，《多抽样信号处理》，清华大学出版社，2004

2．玉美、高西全、彭学愚，《数字信号处理》，西安电子科技大学出版社，2006

3．姚天任、孙洪，《现代数字信号处理》，华中科技大学出版社，2005

4．周浩敏，《信号处理技术基础》，北京航空航天出版社，2001

第2篇：信号通信论文范文

（1）ATS自动监控模式：一般情况下，该运行模式对在线列车的运行进行自动监控，并向列车自动发出进路指令，列车在安全保护下司机按照规定的运行时刻表驾驶列车。

（2）调度员人工介入模式：调度员在工作站下达相关的列车运行指令，并人工干预全线列车的运行。介入的内容主要包括对列车进行“扣车”、“终止”、改变行车路线、列车增减等。

（3）列车出入车场调度模式：列车调度员在当天列车运行时刻表的指导下编制列车的运营计划及场内行车计划，并上传至控制中心。车场信息值班工作人员根据运营计划调整相应的进路信息，以满足列车的行车需求。

（4）车站现地控制模式：一般情况下只有设备集中站参与到列车运营控制，车站联锁及车站ATS系统结合实现对车站及中央二级控制权的调整。经中央ATS设备故障后车站值班工作人员的申请后，并经调度员同意后，可改由车站现地控制。

（5）车场控制模式：场地值班人员根据用车计划对列车的出入场及场内的作业安排进路排列。

2项目管理及生命周期

项目管理，作为管理学中最为重要的分支学科，一般是指在项目活动过程中，应用专门的知识、技能、工具及方法，并在项目可利用的有限项目资源条件下，实现或超过预期的需求及期望的活动过程。项目管理，主要是对成功实现系列目标相关的活动进行整体的检测及管控，包括策略、进度计划即维护项目活动的进展。一般而言，项目管理内容主要包括对项目范围、项目时间、项目成本、项目质量、项目人力资源、项目沟通及项目风险等内容的管理。项目管理主要经历项目需求调研、项目分析、项目设计、项目实施、项目上线及项目运维跟踪等生命周期。

3轨道交通信号系统项目管理模式

3.1城市轨道交通信号系统项目特点

与其他的项目相比，城市轨道交通信息系统拥有独特的建设特性及建设目标，主要体现在以下方面：首先、需按照地铁业主的时间要求，保质保量地完成轨道建设，确保顺利开通运营。其次、需完成相关设备的安装调试、以确保设备的正常运转。

3.2城市轨道交通信号系统项目管理模式

项目管理生命周期中不同的阶段有相应的管理任务，需使用到多种技术与工具，信号管理项目管理需完成以下的实践过程：

3.2.1信号系统项目集的定义

项目集定义阶段，主要包括对项目期望收益的定义，对关键成功要素的确定及对项目集所需的资源进行估算，并进行论证商业过程。而城市轨道交通信号系统，在项目集定义阶段主要有两方面的内容：第一、掌握用户运营层面的需求，熟悉城市轨道交通建设的标准流程，以满足信号系统的国产化率达到70%的目标。第二、努力成为信号系统供应商，掌握信号系统领域的核心科技，并提供信号系统领域的完整解决方案，以实现自主化发展目标。而信号系统项目集资源管理，主要是估算人力、财力及物力。而商业论证的任务，主要在于对项目集进行合理性方面的论证，这是信号系统成功的关键因素所在。

3.2.2信号系统项目集的启动

启动阶段，一般包括项目经理指派、项目章程制定、收益分解结构分解、项目资源预算编制、项目路线图制定等方面的内容。信号系统项目集经理需同时与多个项目经理或者职能经理打交道，因此指派的项目经理需在沟通和协调方面拥有较强的能力，并具备较强的说服能力。而项目章程的制定，需从信号系统项目集的愿景、核心目标及期望收益等方面出发。对于信号系统项目集而言，路线图就是项目的进度计划，一般是由里程碑构成。而商业论证是启动阶段最为重要的成功之一，等待规划阶段的审批。

3.2.3信号系统项目集的规划

（1）明确项目的发展方向，主要包括项目愿景、任务和战略目标。

（2）为项目成功构建必要的组织，主要包括政策、流程、角色与职责的定义，并解决项目进展中的各种争端。

（3）控制、监控、评估及审批项目变更，以确保实现项目目标和收益。

3.3信号系统项目集的实施与监控

第3篇：信号通信论文范文

关键词:节能降耗;绿色通道;核心网络

近几年来，全球移动通信产业蓬勃发展。2007年，全球移动用户数增长了25.9%，2008年由于UMTS3G网络的开通，用户数增长了14%，2009年3G网络的开通，用户将向WiMAX网络和4G网络转移。总之，全球移动市场仍处于快速增长期。通信产业是一个高科技行业，也是一个高耗能行业，随着网络规模的不断扩张，通信网络的核心设备、动力系统、冷却系统以及机房、基站等成倍增加，能耗巨大，目前我国的通信网络有上万台的核心交换设备，有几十万的基站，大量的设备不仅需要人员的支撑，而且不间断的网络环境也更需要能源来保障。据有关部门估计，2007年我国IT产品的总耗电预计为300亿—500亿千瓦时。这几乎相当于三峡电站一年的发电总量（2006年为492.50亿千瓦时）。这些林林总总的IT产品，已经让我们的生活发生了翻天覆地的变化，改变着人们的生产和生活状态，但是这些IT产品功耗大而且数量众多，累积起来所消耗的电能可以说是触目惊心。2008年世界金融风暴使得全球能源供给日趋紧张，2009年能源紧张的格局将会更加严峻，因此节能降耗的绿色通道对于通信行业来说显得尤为重要。

由于IT设备需要成年累月不间断地运行，除了IT设备自身耗电量巨大外，为满足机房环境温度、湿度、空气含尘浓度的要求，机房内要独立设置空调调节系统，加上用于机房环境条件技术保障的其他设备，这些最终导致机房成为电力消耗的“大户”。从机房用电分配上来看，其中IT设备占电能总能耗的44%，制冷系统占38%，电源系统占到15%，照明系统占3%。在机房的IT设备中，网络设备大概占30%，即大约占机房总能耗的13%。同时，如果网络设备的功耗降低，相应的空调等设备的消耗也会相应降低，因此目前网络中心耗能最大的是服务器，其次是一些主干网采用的大型网络设备，当然其他低端网络设备因为数量众多也是不容忽视的。主设备是指服务器、BTS（基站收发台），其功耗由接入设备的数量和网络的负荷决定；配套设备主要指空调，基站设备对环境温度、湿度和洁净度有一定要求，以保证通信设备的正常运行，空调占了总功耗的绝大部分，平均下来约为总功耗的50%，以中国电信为例，2007年全年消耗电能超过200亿度，各种能耗费用超过100亿元人民币；其它功耗成分来自配电系统等。

各国政府已经开始行动以减少能源的消耗、二氧化碳及其他污染物的排放，我国“十一五”规划就明确了节能减排的工作指标：到2010年，单位国内生产总值能耗降低20％左右。能源的消耗可以用二氧化碳的排放量来计算，1千瓦时约等于0.658kg二氧化碳排放量，除主设备外其他设备的能源消耗也可以用二氧化碳的排放量来计算。假设一个正常基站可使用10年，总二氧化碳排放量为422吨。在所有的影响因素中，主设备占了总二氧化碳排放量的30.9%。根据对二氧化碳排放量的分析，通信产业节能降耗的绿色通道可以从以下5方面展开：1、打造绿色基站，采用新型的功放芯片和高效功放技术，提高设备的能效；2、应用绿色基站软件有效降低静态功耗，大幅降低业务量少时的能耗。3、绿色高效的冷却方案，即减少冷却能耗和提高电信设备耐热能力，这样设备可工作在室温或更大湿度环境中。4、使用高集成度或分布式方案来减少基站占用空间，即采用多密度载波和射频宽带技术实现单模块支持4到6个载波，同等容量下基站体积更小，重量更轻，UPS等配套要求更低。5、绿色能源的使用，即充分利用太阳能和风能等绿色环保能源。

一、建立绿色核心网络

从这么多年从事通信网络设计工作的经验中，笔者了解到传统的核心网络架构是相当复杂的，不仅一二级核心网络层次多，而且大量的网元导致网络复杂，整网能耗偏高。以笔者设计的机房为例：机房空间有限，服务器的能耗非常高，导致散热程度差，而且需要加装空调，再加上每年扩容的需要，交换机走线和设备布局的不合理，使机房无法实施更进一步的节能降耗措施。因此建立绿色核心网络势在必行。建立绿色核心网络首先应该优化核心网络架构，实行网络的扁平化管理，减少核心网中网元的数量，使核心设备上移，逐步使用集成度高，电信级别的平台代替传统的服务器，同时建立专业的机房散热管理方案，如采用自下而上的回风流方式提高冷风的利用率，尤其是在北方城市，这样就可以有效减少机房空调的使用。

笔者还要强调一下，在工程前期调研及初设阶段首先考虑选择拥有绿色基站技术的供应商和运营商，例如华为和Vodafone。他们拥有IP组网、分布式基站、先进功放、智能电源管理、多载频技术、统一架构等关键绿色技术。这样设计的基站稳定性、可靠性高，功耗能够得到进一步优化，而且更有利于网络的平稳升级。

二、充分利用软件技术降低能耗

除提高设计水平和利用硬件升级等手段降低能耗以外，充分利用软件技术实现节能降耗也越来越重要。随着软件技术的飞速发展，其应用领域也越来越广泛，大到网络转型，小到CPU超频。以笔者所在单位为例，通信网络转型的速度远远高于其他单位基础设施的更新换代，如果频繁地对网络转型，将造成大量在线设备的退网淘汰以及更多的资源消耗，那么利用软件技术提高现有网络设备的工作效率，从而降低能耗也是非常重要的手段。通过对上网用户在线时间的统计分析，全网在忙时和闲时网络负荷变换最大，那么就可以通过软件调整核心网络设备的主频，让它随网络负荷变化，在闲时自动将设备处理能力降低，减少电能的消耗。

三、提高空间利用率降低设备冗余度

随着通信产业的蓬勃发展，每年入网用户日益增多，基站和设备间能够利用的空间越来越小，设备密度也越来越大，电力消耗明显提高，因此采用高集成度或分布式设计方案来减少基站和设备间的空间占用，使用体积更小，重量更轻，支持端口更多的设备来有效降低设备冗余度，对于降低能耗也是重要的绿色手段。对于高端网络设备来讲，性能和功能无疑是最重要的，功耗降低会以性能的降低为代价。一般的情况下，为保证功能、性能、业务卡的数量和运行可靠，设备的功耗也会较大。这类设备数量较少，放置位置的环境情况也比较好。因此，在选择高端设备方面我们只是把功耗指标作为一个辅助的参考指标。

对于低端的网络产品，如数量巨大的接入层交换机，虽然他们的功能都很强大，但是我们实际应用时只会用到它的部分功能，完全可以通过牺牲一些我们不需要的性能来换取设备的功耗降低。现在有一些接入层交换机因为自身功耗小，已经实现了设备内部无风扇，这类产品就能很好地降低设备的功耗。对于低端网络设备来说，采购过程中会把功耗作为一个比较重要的指标来考虑

四、推崇绿色环保能源的使用

利用太阳能和风能等混合能源，可更好地保护环境，减少污染物排放。在有条件的地区充分利用太阳能、风能作为辅助能源，降低电能消耗，分解能源问题。在北方城市，利用季节明显，冬季日夜温差较大的特点，优化基站、核心机房、设备间的通风设计方案和温度控制方案，充分利用自然环境温度实现温控的目的，减少冷却系统和大功率空调的使用，降低能耗，建立更多能源使用的绿色通道，使能源利用率更高。

为了使通信产业向着更加绿色的方向发展，节能降耗势在必行，让我们共同努力，打造出更多的绿色通道，从技术上提高设备、能源的使用效率，减少不必要的损耗，以实际行动来保护环境，推动通信产业持续健康发展。

参考文献：

第4篇：信号通信论文范文

关键词:节能降耗;绿色通道;核心网络

近几年来，全球移动通信产业蓬勃发展。2007年，全球移动用户数增长了25.9%，2008年由于UMTS3G网络的开通，用户数增长了14%，2009年3G网络的开通，用户将向WiMAX网络和4G网络转移。总之，全球移动市场仍处于快速增长期。通信产业是一个高科技行业，也是一个高耗能行业，随着网络规模的不断扩张，通信网络的核心设备、动力系统、冷却系统以及机房、基站等成倍增加，能耗巨大，目前我国的通信网络有上万台的核心交换设备，有几十万的基站，大量的设备不仅需要人员的支撑，而且不间断的网络环境也更需要能源来保障。据有关部门估计，2007年我国IT产品的总耗电预计为300亿—500亿千瓦时。这几乎相当于三峡电站一年的发电总量（2006年为492.50亿千瓦时）。这些林林总总的IT产品，已经让我们的生活发生了翻天覆地的变化，改变着人们的生产和生活状态，但是这些IT产品功耗大而且数量众多，累积起来所消耗的电能可以说是触目惊心。2008年世界金融风暴使得全球能源供给日趋紧张，2009年能源紧张的格局将会更加严峻，因此节能降耗的绿色通道对于通信行业来说显得尤为重要。

由于IT设备需要成年累月不间断地运行，除了IT设备自身耗电量巨大外，为满足机房环境温度、湿度、空气含尘浓度的要求，机房内要独立设置空调调节系统，加上用于机房环境条件技术保障的其他设备，这些最终导致机房成为电力消耗的“大户”。从机房用电分配上来看，其中IT设备占电能总能耗的44%，制冷系统占38%，电源系统占到15%，照明系统占3%。在机房的IT设备中，网络设备大概占30%，即大约占机房总能耗的13%。同时，如果网络设备的功耗降低，相应的空调等设备的消耗也会相应降低，因此目前网络中心耗能最大的是服务器，其次是一些主干网采用的大型网络设备，当然其他低端网络设备因为数量众多也是不容忽视的。主设备是指服务器、BTS（基站收发台），其功耗由接入设备的数量和网络的负荷决定；配套设备主要指空调，基站设备对环境温度、湿度和洁净度有一定要求，以保证通信设备的正常运行，空调占了总功耗的绝大部分，平均下来约为总功耗的50%，以中国电信为例，2007年全年消耗电能超过200亿度，各种能耗费用超过100亿元人民币；其它功耗成分来自配电系统等。

各国政府已经开始行动以减少能源的消耗、二氧化碳及其他污染物的排放，我国“十一五”规划就明确了节能减排的工作指标：到2010年，单位国内生产总值能耗降低20％左右。能源的消耗可以用二氧化碳的排放量来计算，1千瓦时约等于0.658kg二氧化碳排放量，除主设备外其他设备的能源消耗也可以用二氧化碳的排放量来计算。假设一个正常基站可使用10年，总二氧化碳排放量为422吨。在所有的影响因素中，主设备占了总二氧化碳排放量的30.9%。根据对二氧化碳排放量的分析，通信产业节能降耗的绿色通道可以从以下5方面展开：1、打造绿色基站，采用新型的功放芯片和高效功放技术，提高设备的能效；2、应用绿色基站软件有效降低静态功耗，大幅降低业务量少时的能耗。3、绿色高效的冷却方案，即减少冷却能耗和提高电信设备耐热能力，这样设备可工作在室温或更大湿度环境中。4、使用高集成度或分布式方案来减少基站占用空间，即采用多密度载波和射频宽带技术实现单模块支持4到6个载波，同等容量下基站体积更小，重量更轻，UPS等配套要求更低。5、绿色能源的使用，即充分利用太阳能和风能等绿色环保能源。

一、建立绿色核心网络

从这么多年从事通信网络设计工作的经验中，笔者了解到传统的核心网络架构是相当复杂的，不仅一二级核心网络层次多，而且大量的网元导致网络复杂，整网能耗偏高。以笔者设计的机房为例：机房空间有限，服务器的能耗非常高，导致散热程度差，而且需要加装空调，再加上每年扩容的需要，交换机走线和设备布局的不合理，使机房无法实施更进一步的节能降耗措施。因此建立绿色核心网络势在必行。建立绿色核心网络首先应该优化核心网络架构，实行网络的扁平化管理，减少核心网中网元的数量，使核心设备上移，逐步使用集成度高，电信级别的平台代替传统的服务器，同时建立专业的机房散热管理方案，如采用自下而上的回风流方式提高冷风的利用率，尤其是在北方城市，这样就可以有效减少机房空调的使用。

笔者还要强调一下，在工程前期调研及初设阶段首先考虑选择拥有绿色基站技术的供应商和运营商，例如华为和Vodafone。他们拥有IP组网、分布式基站、先进功放、智能电源管理、多载频技术、统一架构等关键绿色技术。这样设计的基站稳定性、可靠性高，功耗能够得到进一步优化，而且更有利于网络的平稳升级。

二、充分利用软件技术降低能耗

除提高设计水平和利用硬件升级等手段降低能耗以外，充分利用软件技术实现节能降耗也越来越重要。随着软件技术的飞速发展，其应用领域也越来越广泛，大到网络转型，小到CPU超频。以笔者所在单位为例，通信网络转型的速度远远高于其他单位基础设施的更新换代，如果频繁地对网络转型，将造成大量在线设备的退网淘汰以及更多的资源消耗，那么利用软件技术提高现有网络设备的工作效率，从而降低能耗也是非常重要的手段。通过对上网用户在线时间的统计分析，全网在忙时和闲时网络负荷变换最大，那么就可以通过软件调整核心网络设备的主频，让它随网络负荷变化，在闲时自动将设备处理能力降低，减少电能的消耗。

三、提高空间利用率降低设备冗余度

随着通信产业的蓬勃发展，每年入网用户日益增多，基站和设备间能够利用的空间越来越小，设备密度也越来越大，电力消耗明显提高，因此采用高集成度或分布式设计方案来减少基站和设备间的空间占用，使用体积更小，重量更轻，支持端口更多的设备来有效降低设备冗余度，对于降低能耗也是重要的绿色手段。对于高端网络设备来讲，性能和功能无疑是最重要的，功耗降低会以性能的降低为代价。一般的情况下，为保证功能、性能、业务卡的数量和运行可靠，设备的功耗也会较大。这类设备数量较少，放置位置的环境情况也比较好。因此，在选择高端设备方面我们只是把功耗指标作为一个辅助的参考指标。

对于低端的网络产品，如数量巨大的接入层交换机，虽然他们的功能都很强大，但是我们实际应用时只会用到它的部分功能，完全可以通过牺牲一些我们不需要的性能来换取设备的功耗降低。现在有一些接入层交换机因为自身功耗小，已经实现了设备内部无风扇，这类产品就能很好地降低设备的功耗。对于低端网络设备来说，采购过程中会把功耗作为一个比较重要的指标来考虑

四、推崇绿色环保能源的使用

利用太阳能和风能等混合能源，可更好地保护环境，减少污染物排放。在有条件的地区充分利用太阳能、风能作为辅助能源，降低电能消耗，分解能源问题。在北方城市，利用季节明显，冬季日夜温差较大的特点，优化基站、核心机房、设备间的通风设计方案和温度控制方案，充分利用自然环境温度实现温控的目的，减少冷却系统和大功率空调的使用，降低能耗，建立更多能源使用的绿色通道，使能源利用率更高。

为了使通信产业向着更加绿色的方向发展，节能降耗势在必行，让我们共同努力，打造出更多的绿色通道，从技术上提高设备、能源的使用效率，减少不必要的损耗，以实际行动来保护环境，推动通信产业持续健康发展。超级秘书网：

参考文献：

第5篇：信号通信论文范文

论文关键词：CDMA，扩频通信MATLAB，通信系统

 

一、MATLAB完成一个简单通信系统仿真所需的基本工作

1.1、信道调制

首先完成的是信道调制的工作，其调制结果如下图所示：

从上图图中我们可以看出，经过BPSK调制的系统性能较直接发送数据有了很大的提高。其原因是经过BPSK调制之后，在接受端的判决电平就由原来的0.5变为0，其判决电平的变化直接使得系统的抗噪声性能有了大大的提高通信系统，所以其误码率跟没有调制之前比较，下降了很多。

ber =（没有经过调制直接发送数据的误码率）

Columns 1 through 7

0.1967 0.14500.1733 0.1400 0.09500.0771 0.0567

Columns 8 through 10

0.03640.0189 0.0147

ber =（经过BPSK调制再发送数据的误码率）

Columns 1 through 7

0.06880.0340 0.0179 0.01250.0056 0.0024 0.0009

Columns 8 through 10

0.00020.0000 0.0000

1.2、不同信道比较

上面进行的是在相同的信道下，未经过调制直接发送与经过BPSK调制后再发送两种情况下系统的性能比较。接下来要进行的是经过BPSK调制以后，不同信道下系统性能比较。比较结果如下图所示：

上图中的两条曲线分别是在BPSK调制下，信号在AWGN信道模型和瑞利衰落模型条件下产生的，从图中可以看出，瑞利信道要比AWGN信道恶劣的多，在SNR提高到30dB下，系统性能还比AWGN信道下差了好几个数量级论文格式模板。

ber =（GAUSS信道下的误码率）

Columns 1 through 7

0.06000.0385 0.0196 0.01040.0069 0.0026 0.0007

Columns 8 through 10

0.00020.0000 0.0000

ber =（瑞利信道下的误码率）

Columns 1 through 7

0.12330.1420 0.1425 0.05000.1667 0.0967 0.0340

Columns 8 through 14

0.03930.0286 0.0134 0.03840.0125 0.0178 0.0098

Columns 15 through 21

0.00590.0043 0.0090 0.00430.0030 0.0015 0.0016

Columns 22 through 28

0.00590.0047 0.0011 0.00090.0005 0.0005 0.0002

Columns 29 through 30

0.00020.0001

二、CDMA多用户传输系统

2.1、实现多用户抗多址干扰传输，研究扩频序列互相关性与系统性能的关系

从图中可以看出通信系统，多用户传输系统的性能会比单用户的性能差，表现为在同等SNR条件下，误码率较单用户高。同时系统的性能也跟扩频码的相关性有关，当扩频码相关性提高时，误码率却随之下降。这是因为在接收端解调时是利用扩频码的自相关性。在接收端利用每一个用户唯一的扩频码进行接收解调，由于该扩频码与其他用户的扩频码为近似正交，所以其他用户的信号会被当作噪声而去除。可见，系统的性能和扩频码的相关性是成正比关系的。

ber =（单信源）

Columns 1 through 7

0.05100.0301 0.0237 0.01480.0063 0.0023 0.0007Columns 8 through 10

0.00020.0000 0.0000

ber =（正交扩频码双信源）

Columns 1 through 7

0.08450.0773 0.0478 0.02290.0106 0.0053 0.0013

Columns 8 through 10

0.00030.0001 0.0000

ber =（相关系数为0.5的扩频码双信源）

Columns 1 through 7

0.21650.1672 0.1730 0.15580.1099 0.0871 0.0656

Columns 8 through 10

0.04780.0211 0.0108

2.2、研究扩频序列自相关性抗多径干扰的能力

从图中和下面的ber数据可以看出，在抗多径干扰方面，扩频码的自相关性是很重要的通信系统，随着自相关性的提高，系统的性能也越接近单径传输的性能。因为宽带信号的传输中是受到频率选择性衰落的，而进行扩频后的信号在很宽的频谱上有着相同的能量，任意给定时间只有一小部分频谱受衰落的影响。在时域上分析，多径干扰是因为在不同的信道中传输，到达接收端的时间有延迟，不同时间到达的信号相互叠加而造成影响。而对于扩频后的信号而言，由于经过延迟到达的信号其自相关性变差，将会被当成不相关的别的用户信号而被滤除。而当扩频码的自相关性不好的时候，就会造成系统性能的下降论文格式模板。

ber =（单径）

Columns 1 through 7

0.13230.0958 0.0903 0.06980.0497 0.0491 0.0317

Columns 8 through 14

0.04310.0345 0.0257 0.02130.0222 0.0129 0.0086

Columns 15 through 21

0.00740.0062 0.0057 0.00390.0032 0.0025 0.0019

Columns 22 through 28

0.00150.0015 0.0009 0.00090.0006 0.0005 0.0003

Columns 29 through 30

0.00040.0002

ber =（双径相关系数为1.0）

Columns 1 through 7

0.14370.1131 0.1344 0.09360.0832 0.0725 0.0497

Columns 8 through 14

0.03690.0302 0.0300 0.02900.0197 0.0155 0.0113

Columns 15 through 21

0.00860.0062 0.0061 0.00360.0045 0.0033 0.0024

Columns22 through 28

0.00150.0017 0.0011 0.00070.0007 0.0005 0.0004

Columns 29 through 30

0.00040.0002

ber =（双径相关系数为0.6）

Columns 1 through 7

0.19840.2165 0.1818 0.17860.1312 0.1244 0.0787

Columns 8 through 14

0.06800.0540 0.0620 0.04010.0358 0.0258 0.0282

Columns 15 through 21

0.02000.0138 0.0148 0.01280.0082 0.0089 0.0050

Columns 22 through 28

0.00460.0031 0.0029 0.00210.0017 0.0016 0.0013

Columns 29 through 30

0.0009 0.0006

2.3、实际系统的模拟

在实际的CDMA系统中通信系统，目前采用的是用M序列作为扩频码。因此在实验中我们用32位的M序列和GOLD序列作为对实际系统的模拟，按照M序列的性质，该模拟系统总共可以容纳32个用户同时传输。

三、结论

1.经过调制后的信号在信道中传输比直接将信号进行传输的系统性能要好的多。

2.CDMA系统的抗多址干扰性能很好，并且跟扩频码的正交性呈现正相关关系，即扩频码的正交性能越好，系统的抗多址性能也越好。

3.CDMA系统的抗多径干扰性能也很好，同样地，系统的抗多径性能也跟系统的扩频码的正相关性有关 。

参考文献

[1]Theodore S.Rappaport 著 无线通信原理及应用（第二版）北京 电子工业出版社.2004 :96 – 108.

[2]樊昌信著通信原理教程（第二版）北京电子工业出版社.2008:53–76.

[3]（美）莫利斯著田斌等.译无线通信北京电子工业出版社.2008:325–341.

[4]JhongSamLeeLeon 著 CDMA系统工程与手册 北京人民邮电出版社.2001 :3 – 27.

[5]（美）KyoungLiKim著 CDMA系统设计与优化 北京 人民邮电出版社.2000 :45 – 67.

第6篇：信号通信论文范文

关键词：扩展频谱通信；跳频通信；Matlab

中图分类号：TN914.43 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2016）11（a）-0000-00

1 对跳频通信进行数学模型建立及对系统原理进行描述

对于跳频扩频通信，它的基本理论依据主要是根据信息论中的Shannon公式来的[4]，下式为它的具体公式描述：

c Blb（1 P / N）

在上式中，对于参数c、B、P及N，它们所代表的含义分别如下。其中，N，表示为噪声功率；c，代表系统的信道容量（bits/s）；P，表示为信号的平均功率；对于B，则表示为系统的信道带宽（Hz）。通过上式可以很明确、很清晰的知道，当满足一定条件（如在一定的信道容量之条件下），可以采用增加信道带宽的办法、或者通过减少发送信号功率的办法等，来对信道的带宽进行减少、或者采取一定的方式来对信道的容量进行提高，这样就能够增加发送信号方面的功率，更进一步，使得信道的容量发生变化，并且不断的得到提高 [5]。

对于跳频系统，由于它的载波频率是在不断发生变化的，如果想要在接收机中对载波相位进行跟踪，很明显，要实现该种情况是比较困难的，所以，在一般情况之下，我们是选择可非相干解调方式作为跳频扩频通信系统的调制方式，并且，该种调制方式所具有的优势是其它调制方式不能够相比的，而频移键控FSK调制则是经常采用的方式。对于数据载波为a（t），以及数据速度Ra，对它们的取值分别为+1和-1，当进行移频键控调制（即频率偏差为Δf）后，它所输出的等效低通信号为b（t）[6]，具体的表达式如下式1-1所示：

b（t） exp（ j2πa（t ）f ） （1-1）

在跳频扩频通信系统中，我们把伪随机序列控制下的瞬时频率定义为f（t）[7]，它会随着时间的不断改变，而对应的瞬时频率f（t）的取值在频率点fi，i=1，2，3，4…，N上也会发生改变[8]。那么，对于跳频载波信号，它的等效低通信号C（t）如下式：

c（t） exp（j2f （t）） （1-2）

对于跳频扩频通信系统，它主要是以跳频载波来实现对数据调制信号的频率进行搬移的一个过程[9]，通过这样一个过程，则跳频扩频通信系统所输出的等效低频信号d（t）如下式1-3所示；

d（t） b（t）c （t）

exp（j2（a（t）f f （t））） （1-3）

在跳频扩频系统的接收端，采用同步伪随机码控制的频率、以及伪随机变化的载波和接收信号作为混频，在这样的条件下，所得到的系统输出信号为bxj，它的表达式如下式1-4所示： bsj （d（t） N（t） I（t））c （t）

exp（2 ja（t）f ） （N （t）

I（t））exp（ j2f （t）） ， （1-4）

对于上式1-4，它的参数N（t）、I（t）所代表的含义如下：N（t），它表示噪声；I（t），它则表示干扰信号。通过采用同步跳变的本地恢复载波来实现对接收信号进行混频后，在这样的情况下，就能得到解跳后的宽带干扰信号、窄带信号b（t）、以及信号噪声等。

2 跳频的主要技术指标及关键技术

对于一个跳频扩频通信系统而言，它所包括的技术指标主要有：①跳频频率的数目；②跳频的带宽；③跳频码的周期；④跳频的速率；⑤跳频系统的同步时间。对于这些技术指标，它们所代表的含义分别如下：①跳频频率的数目。在一般情况下，通过对跳频信号的处理增益 ，这样就能够得到相等的跳频点数。②跳频的带宽。在通常情况之下，跳频的带宽是与抗部分频带的干扰能力存在一定关系的。③跳频码的周期。倘若跳频图案的延续时间越长，那么，这样就会使敌方破译变得更加的困难，因此，其抗截获 的能力就越强。④跳频的速率。顾名思义，就是指每秒钟频率跳变的次数，决定跳频图案延续时间的长度。⑤跳频系统的同步时间。针对该同步时间的相关定义是非常多的，但这里主要是指对于跳频图案，要使其系统收发双方的时间达到一致，即完全同步，并且，对于通信所需要的相关时间也要进行建立。

3 对系统进行仿真模型的建立

3.1 对Simulink仿真工具进行概述

在本论文的研究过程中，采用的仿真工具是基于MATLAB提供的仿真平台Simulink。另外，采用Simulink仿真平台来建模是很方便的，它所带有的软件包是能够对相关的稻萁行仿真、进行分析的，是一个动态系统。它能够支持的系统也是非常多的，如连续系统、线性系统等。

3.2 模型建立

在基于Simulink仿真软件的基础上面建立起来的跳频扩频通信系统仿真模型，通常情况之下，它能够对跳频扩频通信系统的整个工作过程进行实时监控及反映相关的问题，对于系统扩频前后的频谱，通过该仿真软件能够实时的观测。

4 对仿真结果进行分析

为了更加准确、更加合理的得到本论文研究的跳频扩频通信系统的仿真精确结果，所设定的相关仿真条件如下：对于所采用的跳频载频，它是采用伪随机整数方面的信号控制系统来进行实现的；对跳频点数设定为64个；对于跳频的频率间隔，是把它设定为50跳/秒；数据调制采用FSK，并且频率的间隔为200HZ；对于每个符号，它的采样点数为120。我们把本次系统仿真实验的时间设定为1000s。

5 结束语

本论文首先对跳频扩频通信系统的数学建模进行了简单介绍，然后对跳频通信的系统工作原理进行了概述，对跳频的主要技术指标及关键技术进行了介绍，接着，对Simulink仿真工具进行概述及对其进行相关模型的建立，最后，就是采用Simulink仿真软件对跳频扩频通信系统进行模型的建立，并进行了仿真研究。在进行仿真实验前，设定了相关的仿真条件，如跳频点数、采样点数、跳频频率间隔等相关条件，这样设定的目的是为了保证仿真的实验结果更加准确。

参考文献

[1] 陈高平等.扩频通信技术在CDMA中的应用[J].通信技术，2012，（07）：54-59.

第7篇：信号通信论文范文

【关键词】照明光源；无线网络；智能控制

1.前言

目前我国照明用电量占建筑用电的20%-30%，智能照明电气公司生产的场景控制器和调光产品基本上都采用开环控制，根据区域要求打开光源并调节光的输出，这样很难达到该环境最合理的照度，通常调节好一个照度水平后，不会再根据该环境的光线强度来改变照度。这种不合理的控制光源方法，增加了用电量，造成大量污染。无线传感器网络技术是本世纪最具影响力的技术之一，如果将无线传感技术应用到照明控制系统中，不仅会大大减少成本，而且节约资源，避免不必要的浪费。

本文提出的照明控制系统主要利用短距离无线通信和CAN总线技术，应用于小环境光源照明控制，由无线通信基站、无线通信从站和终端节点组成。本方案适合小环境光源控制，克服了自动化程度低、管理比较混乱、控制相对分散的传统照明控制系统的缺点，为人们生活提供一个更加智能化的环境。

2.原理及技术

本研究方案主要应用到短距离无线通信技术和CAN总线技术。其中，短距离无线通信技术采用低功率短距离无线通信技术，采用nRF905无线射频收发芯片。无线通信基站由STC89C52和nRF905无线收发器组成。STC89C52为改基站的控制芯片，用来产生控制信号，并对从站返回的状态做出反应，确保照明光源运转正常；nRF905无线收发器为基站信号发送设备，通过nRF905完成对控制信号的发送和对从站发送的照明光源状态信号的接收。

2.1 短距离无线通信

随着通信和信息技术的不断发展，短距离无线通信技术的应用步伐不断加快，正日益走向成熟。一般意义上，只要通信收发双方通过无线电波传输信息且传输距离限制在较短范围（几十米）以内，就可称为短距离无线通信。短距离无线通信技术的工作频段为ISM频段，使用这类频段不需要任何许可证，通常只要求发射不超过一定的功率（通常低于1W），只要不干扰其它频段即可。目前常见的短距离无线通信经常应用于以下几个ISM频段：27MHz频段；2.4GHz频段和315MHz；433MHz和868MHz等频段。

2.2 CAN总线

CAN总线是德国BOSCH公司从80年代初为解决现代汽车中众多的控制与测试仪器之间的数据交换而开发的一种串行数据通信协议，它是一种多主总线，通信介质可以是双绞线、同轴电缆或光导纤维。通信速率可达1MBPS。CAN总线是具有通信速率高、容易实现、且性价比高等诸多特点的一种已形成国际标准的现场总线，是最有前途的现场总线之一。

3.选用部件

本方案所用设备主要为PHILIPS半导体生产PCA89C250收发器、SJA1000控制器和挪威Nordic公司nRF905无线收发器。

PCA82C250是CAN控制器的物理接口，其主要作用是：给BUS提供差动发送信号，给CAN控制器提供差动接受信号。该芯片采用5V直流电供电，PCA82C50是针对汽车中高速通讯的应用而设计，符合ISO11898标准。

SJA1000是一种CAN独立控制器，通常用于自动化领域，用来控制区域网络控制。SJA1000与控制器Basic CAN最主要的不同在于SJA1000提供了Pelican的全新工作模式，在该模式下，CAN总线符合全部的CAN2.0B协议。

挪威Nordic公司的nRF905芯片主要应用于小面积区域。nRF905在无线数据通信、无线报警及安全系统、无线监测、无线开锁、家庭自动化和玩具等诸多领域得到广泛应用。

4.系统硬件

4.1 nRF905通讯模块

nRF905与STC89C52单片机硬件接口如图1所示。

4.2 CAN控制收发器

本方案用到的PCA82C250芯片是为CAN协议配置的物理总线接口，能够为CAN总线提供差动发送能力，为SJA1000提供差动接收能力。图2为SJA1000与PAC82C250组成的硬件图。

5.系统软件

硬件操作需要通过软件来实现。软件的基本操作包括初始化和常规服务两部分。初始化服务包括SJA1000和nRF905两个芯片的初始化，SJA1000发送和接收的配置，nRF905的发送和接收的配置；常规服务包括：无线通信基站、无线通信从站、无线终端节点之间的通信。

5.1 CAN总线操作

初始化SJA1000芯片，配置SJA_MOD寄存器，进入复位模式，确定验收滤波器模式；配置SJA_CDR0寄存器，选择PeliCAN模式，禁止SJA1000的CLKOUT引脚；配置总线定时寄存器波特率设置为125Kbps，配置输出控制寄存器为正常输出模式，TX0为下拉，TX1为下拉；配置命令寄存器释放接收缓冲器，配置验收滤波寄存器。

5.2 无线数据操作

初始化nRF905，nRF905所有配置都是通过SPI接口进行，SPI接口由5个寄存器组成，只有在掉电模式和Standby模式是激活的。置高PWR_UP，置低TRX_CE使nRF905工作于Standby模式。SPI接口包括5个内部寄存器：状态寄存器、RF配置寄存器、发送地址寄存器、发送有效数据寄存器、接收有效数据寄存器。通过配置RF配置寄存器可使nRF905正常运行。

5.3 CAN总线数据发送

CAN发送：发送缓冲器配置分为描述符区和数据区，描述符区第一个字节是帧信息字节，它说明了帧格式（标准帧格式或扩展帧格式）、远程或数据帧和数据长度。标准帧格式有两个字节的识别码，扩展帧格式有4个字节的识别码，数据长度最长为8个字节，发送缓冲器长13个字节。配置发送缓冲器工作在扩展帧格式，发送数据帧，数据长度为8个字节，识别码与下位机匹配，发送数据为nRF905无线接收的数据。检测状态寄存器，接收状态位为0、发送完成状态位为1且发送缓冲器状态位为1，则将发送缓冲器数据放入TX缓冲器，命令寄存器SJA_CMR发送请求位置1，发送数据。

5.4 CAM总线数据接收

CAN接收：中断寄存器SJA_IR接收中断位置高，开始接收RX缓冲区数据，将数据存入接收缓冲区，存储完成后接收缓冲器位置高释放RX缓冲区；释放仲裁丢失捕捉寄存器和错误捕捉寄存器。

5.5 无线数据发送

nRF905发送：TRX_CE=0，TXEN=0，nRF905处于SPI编程；CSN置低，SPI等待一条指令W_TX_PAYLOAD=“00100000”，写TX有效数据，写操作从字节0开始；发送TX缓存存放数据；CSN置高；CSN置低，SPI等待一条指令，W_TX_ADDRESS=“00100010”，写TX地址，全部写操作从字节0开始；发送TX缓存存放地址；CSN置高；TRX_CE置高开始发送；发送完成后TRX_CE置低。

5.6 无线数据接收

nRF905接收：TRX_CE=1，TXEN=0，nRF905处于接收状态；DR=1&&TRX_CE==1&&TXEN==0是否为1，判断是否有新数据传入且数据接收完成，TRX_CE=0进入Standby模式；CSN置低，SPI等待一条指令，R_RX_PAYLOAD=“00100100”，读RX有效数据，读操作从字节0开始；CSN置高；TRX_CE=1。

5.7 无线通信基站控制

常规服务即无线通信基站工作包括：在完成对nRF905芯片的初始化后使TXEN和TRX_CE引脚置低，nRF905处于SPI编程，将nRF905所发地址及数据写入缓存，置高TRX_CE和TXEN引脚，发送数据，发送不成功则重新发送，如果成功，置低TRX_CE，等待下一个数据发送。

6.系统测试

将CAN收发器单片机的串行接口与PC机串口相连，利用PC机串口通信程序将数据通过串口发送给CAN接收器，实现CAN节点的收发数据测试。串行通信的参数设置为：串口端口号：1；波特率：9600bps；数据位：8位；停止位：1位。

在使用串口时先要打开串口，然后将数据传给CAN节点单片机。发送数据中要包含无线控制器的下位机地址和其他控制信息，如在实验中使用的节点地址为0x00020406、其他控制数据为34。34对应的二进制数据为00110100。实验表明，本方案给出的无线与有线混合的网络控制系统工作正常。

无线通信基站发送0X34到无线通信从站，从站接收信号后通过CAN总线发送至终端节点，终端节点接收并在数码管显示接收数据，并控制下面LED灯相应的暗灭，显示正常发送RXOK信号通过CAN总线传输至无线通信从站，从站将信号发送至基站，基站接收信号并将数码管置零，等待下一个发送信息。

7.小结

该系统能利用有线与无线网络相结合完成对光源的控制，取得了较好的效果，综合了有线和无线网络的各自优点，使得网络控制成本更低、网络利用率更高、系统智能化更强，便于网络的管理和应用，适合学校、家庭、政府、企业等场所应用，该网络结构的应用将具有可观的社会效益和经济效益。

参考文献

[1]卢志强.无线控制网络的研究[D].西安：西安科技大学硕士学位论文，2004.

[2]黄晓霞.无线传感器网络在绿色照明系统中的应用[D].上海：同济大学硕士学位论文，2007.

[3]黄艳玲.智能控制技术在住宅照明控制中的应用研究[D].重庆：重庆大学硕士学位论文，2003.

[4]孙宗智，王涛.一种智能照明控制系统方案的研究[J].信息技术与信息化，2010（1）：55-57.

[5]张岳军.智能照明系统的研究与开发[D].浙江：浙江大学硕士学位论文，2006.

[6]董珀.智能照明控制系统及其新技术研究[D].上海：东华大学硕士学位论文，2010.

第8篇：信号通信论文范文

在本届与模拟技术相关的领域中，值得关注的是支持软件无线电设备及多模接收设备的模拟滤波器技术、数字校正技术，以及性能接近晶体振荡器的CMOS LC振荡器。

最近几年，面向软件无线电以及认知无线电的研发工作变得活跃起来。为了实现这两种技术，可在宽频带中利用的RF收发器技术以及可重新配置的模拟基带电路技术是必不可少的。

NEC支持软件无线电设备的离散时间型低通滤波器采用Duty-cycle调制方式可变电压／电流元器件(跨导器)，实现了从400kHz一30MHz的可变带宽[3.1]。

PLL及振荡器在高性能和新工艺方面也有进展。加州大学圣地亚哥分校等的N分频PLL，带宽扩展到975kHz，并利用量化噪声适应性消除电路改善了相位噪声[19.2]。

另外，电源芯片则是在改善调节器的功率、效率以及提高速度、扩展带宽和降低电压方面取得了进展。美国亚利桑那州大学了供高效率功放使用的调节器，同时采用了AB类放大器和开关调节器[24.8]。

(夏普公司电子器件开发本部　藤本义久)

数据转换器：实现了24GSPS和0.2V驱动所有指标的记录都被刷新

ADC／DAC等数据转换器领域都在采用更先进的工艺，并不断降低电压。入选本届ISSCC的论文中有超过50％的论文采用了130nm以下的工艺，而采用65nm工艺的数据转换器的论文数量占到了全部论文的25％。

在工艺发展的带动下，数据转换器的功耗在逐渐降低，品质因数也在不断改善。以前，衡量数据转换器性能的指标是速度、精度以及功耗。但最近，品质因数与驱动电压也和速度一起成为必需的评价指标。其原因在于，数据转换器在便携式设备应用中的重要性正在增加。在本届会议上，这三个指标均有所突破。

加拿大Nortel公司了速度最快的CMOS电路，采样速率高达24GSPS[30.3]。该CMOS芯片采用90nm CMOS工艺制造，集成了160个通道的6位精度SAR型ADC，令其交替工作。从而实现了极高的采样速率。

荷兰特文特大学的ADC的品质因数达到4.4fJ[12.4]，这一数值仅相当于以往的1/10。获得这一指标的原因是，该产品采用了对电容电压进行分阶段控制的技术。

在低电压驱动方面，麻省理工学院了利用0.2V电压驱动的Flash ADC[30.8]，并为此新开发了可利用亚阈值区电压工作的技术。

(富士通研究所系统芯片电路开发研究所　幂本三六)

RF：基于CHOS工艺的毫米波PATHz高频应用进入视野

与ISSCC 2007一样，本届会议上也陆续了许多基于CMOS工艺的毫米波电路。以前，面向60GHz或77GHz频段的芯片是以化合物半导体为主，但在2006年出现了基于SiGe工艺的芯片，到2007年又有基于CMOS工艺的接收器。在本届IS SCc上，终于也见到了采用CMOS工艺集成PA的毫米波芯片。于是，全部采用CMOS工艺的毫米波收发器开始具有现实意义。

NEC了面向60GHz频段的收发器[31.1]。发射电路中集成有I/Q调制器、DA(驱动放大器)、VGA(可变增益放大器)和PA(功率放大器)。接收电路中集成有LNA(低噪声放大器)、VGA、驱动放大器和I/Q解调器。PA的输出功率达到8.4dBm，增益也高达10.3dB。

在频率更高的接收器中，集成度也在不断提高。加拿大多伦多大学和意法半导体共同了95GHz接收器[9.1]。该接收器采用65nmCMOS工艺，不仅集成了LNA、混频器和IF放大器，而且集成了VCO和分频器。工作频率高达76GHz~95GHz，转换增益为12.5dB，噪声系数为7dB，VCO的相位噪声是-95dBc/Hz(1MHz偏置)。该接收器的工作温度甚至可以达到100℃。

基本电路的工作频率也有显著提高，超出毫米波而应用到THz级频率的CMOS技术也已经出现。美国佛罗里达州大学的410GHz推一推振荡器采用了45nm CMOS工艺[26.1]。由于其频率太高，常规的探头难以测量，因此芯片上还装备了用于测量的天线。

(松下电器产业公司半导体器件研究中心　酒井启之)

无线通信：UWB、手机和WLAN都在向更高的集成度发展

无线通信领域由“UWB相关技术”、“手机收发器”和“WLAN/WPAN(无线个人局域网)收发器”等三个专题会议构成。

在UWB相关技术的专题中最值得注意的论文是Alereon公司的UWB收发器[6.4]。而在手机收发器方面，ADI公司无需SAW滤波器的收发器对于今后的技术发展很有参考价值[10.2]。

WLAN方面，Atheros通信公司的2×2 MIMO SoC的论文颇为引人瞩目，这款SoC支持IEEE802.11n标准[20.2]。802.11n标准产品的高成本问题此前一直难以解决，但Atheros公司的这款SoC面积很小，很可能会获得相当广泛的应用。该领域与数字SoC一样，采用先进工艺以提高集成度、进而降低电压的竞争非常激烈。2005年，支持IEEE 802.11b标准的SoC已经达到很高的水平；其后，2006年了支持IEEE 802.11a/b/g标准的SoC;2007年支持2×2MIMO的无线模拟单元；2008年又了2×2MIMO的SoC，集成度每年都有所提高。

(东芝公司半导体研究开发中心　滨田基嗣)

有线通信：利用现有的传输线路向更高速度和更长距离发展利用DSP的补偿超越以往极限

在该领域中引人注目的是数字加速技术，即将输入到接收器的信号利用ADC采样之后再使用DSP等进行处理。当利用已经铺设的现有传输线路进行10Gbps的高速通信时，到达接收器的信号有可能会恶化，甚至不能保持发送时的原始信号状态。在本届会议上，首次了能够自适应地恢复信号并符合IEEE各项标准的技术。

美国ClariPhy通信公司的收发器将使用300m多模光纤的数据传输速率从2.5 Gbps提高到了10Gbps[11.7]。这种收发器利用CMOS工艺将支持10Gbps的ADC和DSP集成在了一块芯片上。美国Teranetics公司的收发器则将利用10Gbps双绞线的通信距离从35m延伸到100m[5.5]。NTT公司的时钟数据恢复电路可以兼顾到两个方面：它能够瞬时且同步地响应脉冲串信 号输入的第1位信号，也能够容许160位的连续无翻转信号[11.4]。该恢复电路是利用∑型DAC来提高频率精度而实现的。

(NTT公司微系统集成研究所　大友佑辅)

高性能数字电路：工艺发展出现新挑战芯片面临功耗及特性不一致等问题

半导体产业仍在遵循着摩尔定律不断发展。在高性能数字电路领域，随着工艺的继续发展，出现了复杂度和集成度更高的处理器。在本届ISSCC上，各公司及机构针对高集成度芯片暴露出的问题提出了自己的技术方案。这些挑战包括不断增加的功耗，处理性能达到极限，工艺、电压及温度的不一致性等。

英特尔公司了4核Itanium处理器。这款处理器可以使用低达0.7V的电压工作，从而减低了功耗。而且，为了提高可靠性，处理器的锁存电路中采取了减小软误差率的措施[4.6和4.7]。在处理器的多内核及多线程的发展过程中，Sun微系统公司也注意到应该提高单线程的性能。该公司的SPARC处理器在进一步发展乱序执行能力以提高单线程性能的同时，总共可以并行执行32个线程[4.1和4.2]。对于芯片的工艺、电压及温度的不一致性等问题，美国密歇根州大学了一种可自行修正延迟误差的技术――Razor II[22.1]，可以动态地自动调节电压及频率。

(日立制作所信息／通信部门　丹场展雄)

低功耗数字电路：在降低功耗方面竭尽全力便携式设备在性能方面又有突破

在低功耗数字电路领域引人注目的论文之一是英特尔公司的低功耗x86处理器[13.1]。采用45nmCMOS工艺和简单的2-issue顺序流水线，实现了2GHz的工作频率和低于2W的功耗，比以往的x86处理器的功耗小一个数量级。此外，TI公司了用于手机的单芯片，采用了45nmCMOS工艺。

瑞萨科技等6家公司了用于手机的第3代单芯片产品，将基带处理器和应用处理器集成在一起[13.3]。该芯片将基于21个电压域的电源关断功能和部分时钟激活功能组合起来，进一步降低了功耗。同时，芯片中集成的存储器管理单元可以让用于媒体处理的IP核共享虚拟存储器空间，并通过有效利用外部存储器等措施实现了更高的性能。

索尼公司的图像处理器让人们感觉到便携设备的画面质量正在不断提高，并且图像识别技术将得到灵活的应用[16.4]，现在已经有可能在便携设备中采用H.264标准对HDTV信号进行编／解码处理。这款图像处理器具有512GOPS的运算性能，每秒钟能处理60幅分辨率为1920×1080的图像。在不断提高分辨率的发展方向之后，这款处理器可能会引领新的潮流：通过图像处理提高画面质量、并灵活应用图像识别和图像检索技术。

(日立制作所中央研究所　荒川文男)

存储器领域：大容量、低成本、高速率、非易失新技术相继问世

在NAND闪存方面，43nm-60nm、16Gb容量、3位，单元、34MHz(4值)／100MHz(2值)的擦写速度等技术相继推出。引人注目的未来技术是三星电子公司的45nm单元叠层型4Gb NAND闪存[28.3]。

SRAM方面，英特尔公司的45nm嵌入式SRAM首次采用了高k材料／金属栅[21.1]。包括这一款在内的4篇有关45nm SRAM的论文都了降低功耗、解决不一致性等的技术。

DRAM则在不断提高速度。嵌入式DRAM方面，中国台湾地区的TSMC利用65nm Bulk CMOS工艺实现了500MHz的工作频率，并集成人SOI中。包括这一款在内，总共有4篇关于65nm嵌入式DRAM的。三星电子公司了业界第一款支持GDDR5标准的图形DRAM，实现了每引脚6Gbps的数据传输速率[14.5]。

(瑞萨科技公司　日高秀人)

摄像器件／医疗／显示器／HEHS／传感器：像素间距不到Iμm的摄像器件适于埋置在人体内的放大器

美国斯坦福大学的摄像器件的像素间距极为窄小，只有0.7μm[2.3]。以往的产品中，最小的像素间距是1.2μm。新器件的间距比以前窄了40％。这款摄像器件在光电转换和信号电荷的传输中使用了帧传输CCD。但其信号的读取方法和CMOS传感器类似，并采用CMOS工艺制造。

斯坦福大学在芯片上阵列配置了166×76个16×16的光电二极管(像素群)。包括不直接参与图像生成的像素在内，总像素数达323万。该大学将这样的配置叫做多孔径(Multi-aperture)。该款摄像器件应用了立体照相机的原理，可获得所拍摄景物的纵深信息，并生成三维的图像。

在东芝公司的CMOS传感器中，除了RGB三原色之外，又增添了W(白色)[2.5]。当所拍摄景物的照度很低时，可以提高画面质量。这款CMOS传感器可以生成16个像素的全彩图像，包括2个R像素、4个G像素、2个B像素以及8个W像素。而且，在曝光过程中可以把信号电荷从光电二极管排出，以避免出现白噪声。因此，动态范围得到了扩展，可达14位灰阶。

在医疗领域，美国Medtronic公司和MIT的放大器适用于检测由于脑部病变而引起的神经细胞的微弱信号[8.1]。其特点是放大时的噪声及功耗都很低，能够应用于便携式设备及可埋置在人体内的设备中。

(索尼公司半导体亨业集团　角博文)

未来技术：仿生电子，保健护理领域盛况空前近距离通信技术向高性能，多样化发展

在本届会议上，未来技术领域面向仿生／保健护理等相关领域提出了新的电路技术以及应用方案。具体来说，包括生物信息的监视技术以及可埋置于人体内的芯片等。

日立制作所了关于实现人类生命活动可视化的技术[7.1]。该技术可以利用徽章型(体积为30cm3)的无线传感器模块连续监视体温4个月。产品的电池寿命是3年。可以说，面向仿生／保健护理领域，这项成果显示出电子技术新的应用可能性。

此外，值得注意的领域是近距离通信技术，包括芯片与芯片之间的通信技术、人体局域网(BAN，body area network)以及RFID等技术。在上一届会议上这些领域都曾经受到关注，而在这一届越发突出了高性能化和多样化的进展。

从2004年以来，日本庆应义塾大学和东京大学的小组连续了采用电感耦合方式的芯片间通信技术。在本届会议上，他们了采用异步方式的技术，同以前相比，通信速度提高了11倍[15.7]。利用和电容耦合方式相当的通信速度(11Gbps)，可以实现5倍于电容耦合方式的通信距离。

第9篇：信号通信论文范文

[关键词]相干解调；载波恢复；相位误差检测；QPSK解调

中图分类号：TN81.6 文献标识码：A 文章编号：1009-914X（2016）04-0306-02

1 引言

卫星和以卫星为基础的通信系统自1965年开始实用以来已经有了显著的发展。因其具有覆盖地域广、通信距离远、通信容量大、传输质量好等特点，已成为现代信息社会的一种重要通信手段[1]。解调器是卫星通信地球站不可缺少的一个重要组成部分，解调器性能的好坏对整个接受系统的性能有着决定性的影响。载波恢复是相干解调的关键技术环节。相干解调中，首先要在接受端恢复相干载波，这个相干载波应与发送载波在频率上同频，在相位上保持同步的关系。载波恢复就是要实现这一过程，它是相干解调的先决条件[2]。

2 载波相位误差检测算法

载波恢复主要包括载波相位误差检测、载波恢复环路滤波器以及VCO[3]。载波相位误差检测能够检测出发端所发送的QPSK调制信号载波相位与本地VCO产生的相干载波相位之间的误差，载波恢复环路滤波器则对此误差信号进行滤波，VCO在滤波后的误差信号控制下输出与发端载波同频同相的相干载波。本论文采用的载波恢复环路是基于最大后验概率估计的判决反馈环[4]。算法的原理如图1所示。

输入信号是中频信号，频率为140MHz，符号速率为2-45Mbaud可变[5]。I-Q解调包括一对匹配的混频器及π/2移相电路，输入中频经I-Q解调、匹配滤波得到I、Q两路基带信号。、分别为其对应的硬判决。判决的过程为：首先根据匹配滤波器输出的、信号得到一个值为的相角。然后将这个相角与MPSK信号的每一个调制角度（）相比较，从中选出一个与其最接近的角度作为所发送符号对应的调制相位的估值。则和即为其对应的同相和正交分量、。这样得到的发端所发送符号对应的调制相位估值是其最大后验概率估计。

图3和图4所示分别为QPSK及8PSK信号在不同信噪比情况下，利用MATLAB编程语言实现对环路模型仿真得到的鉴相特性与理论计算得到的鉴相特性对比图。

由这图3和图4可以看出，信噪比越高，鉴相特性曲线的线性范围越大，仿真结果与理论计算结果吻合得越好。这主要是因为信噪比的降低会造成判决误差的增大，从而环路的鉴相特性也就受到影响。此外，从图中还可看出，鉴相特性具有的周期性，这表明仿真结果与理论分析是一致的。

5 结束语

卫星通信的诸多特点使其在现代通信中已占有举足轻重的地位，且随着人类对信息资源需求的不断增加，卫星通信的业务量将会成倍增长。解调是卫星通信地球站进行信号接收与处理的前提，解调器性能的好坏对整个接收系统有着决定性的影响。

本文对卫星通信用高速解调器中载波恢复环路进行分析，首先给出了载波恢复环的结构形式及所采用的算法；然后对其原理、环路的鉴相增益特性等环路的主要性能指标进行了认真分析与研究。最后结合MATLAB仿真，得到的鉴相特性与利用理论公式计算得到的鉴相特性对比图。

参考文献

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[4] William Osborne，Brian Kopp.An Analysis of Carrier Phase Jitter in an M-PSK Receiver Utilizing MAP Estimation[J].IEEE Transactions on Communications，1993，7：465-470.

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[8] Riccardo De Gaudenzi，Tobias Garde，Vieri Vanghi.Performance Analysis of Decision-Directed Maximum-Likelihood Phase Estimators for M-PSK Modulated Signals[J].IEEE Transactions on Communications，1995，43（12）：3090-3100.

[9] 王华.卫星通信编码调制技术研究[D].北京：北京理工大学博士学位论文，1999，8-44.