滤波器设计论文精选(九篇)

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第1篇：滤波器设计论文范文

关键词:语音活动性检测;滑动滤波器;有限状态机;一阶差分

中图分类号:TP391.4文献标识码:A文章编号:1009-3044(2009)31-pppp-0c

A Robust VAD Method Using Differential Frame Energy

ZHANG Wei-wei

(School of Electronic and Information Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China)

Abstract: A robust Voice Activity Detect(VAD) algorithm is presented using differential frame energy output.. Moving Average Filter is used to filter the frame energies and get the output compared with pre-decided threshold, based on which the current frame is labeled as speech、noise and transition status. Three sub-status are designed to eliminate the effect of impulse noise and high level stationary noise. First Order Difference of Moving Average Filter is used to get more comformable results in start point and end point detection. Simulation shows that the proposed algorithm outperformes traditional energy-based VAD algorithms and is robust in detecting voice activities under different SNR levels.

Key words: voice activity detect; moving average filter; finite state machine; first order difference

活动性检测(Voice Activity Detect)又称端点检测,在语音信号数字处理当中具有十分重要的作用。包括语音识别、说话人识别与确认、语音合成、语音编解码等各种应用在内,都离不开语音活动性检测[1]。对于语音识别以及说话人识别与确认系统而言,如果端点检测的结果不够准确,系统的识别性能就得不到保证,另外,如果语音端点检测的结果过于放松,则会增加过多的静音部分,造成系统运算量的增加,同时对识别结果也具有负面影响[2]。

传统的语音活动性检测方法主要采用语音信号的基本短时参数:短时能量、过零率等。汉语中的浊音部分短时能量和清音部分短时能量在有声\无声段的区别明显。经过大量的实验,可以统计出短时能量和过零率在有声段和无声段的区别,从而设定阈值,决定当前语音帧属于有声段还是无声段[1]。但是,这种方法在噪声环境中的判别性能有所下降,当信噪比低于一定程度的时候,甚至无法得到正确的判别结果,对于大多数实际应用系统来说,这个问题显得尤其重要。论文提出了一种噪声环境下稳健的语音活动性检测方法,该方法对于不同噪声水平的环境下的语音活动性检测具有很好的鲁棒性。

1 算法流程

论文算法的系统结构如图1所示。

1)窗选帧能量:对输入语音信号进行分帧、加汉明窗,并在一个队列结构当中保存相邻的M帧能量作为滑动滤波器的输入。

2)滑动平均滤波器:常规的M阶时域滑动平均滤波器定义为M个采样的算术平均,

即:

■ (1)

在这里,考虑到在一段时间之内,噪声信号动态范围往往没有语音信号的动态范围大[5],也就是说,噪声信号的能量分布相对比较集中,因此,在一段窗选信号范围内,帧能量间的差距越小,则该段窗选信号属于噪声的可能性就越大,由于语音信号的动态范围比较大(一般在30dB左右),如果一段窗选信号范围内多数为语音信号,各帧能量的差距会比较大[6]。基于此,我们选择一个完整周期内具有对称正负半周的滑动平均滤波器来对窗选帧能量进行滤波。滤波器的具体形式可以有多种选择,最简单的形式如图2所示。具有类似特点的还有正弦函数型滑动平均滤波器、升余弦型滑动平均滤波器等[3],考虑到减小吉布斯效应[4]的要求,本文选择了论文[7]提出的一种最佳滑动平均滤波器,其形式如图3所示。

该滤波器的输入-输出关系如式2所示,其中A、Ki、S为滤波器的参数。该滤波器对于短时能量序列的输入输出具有以下特点:

① 对于一段平缓的短时能量输入序列,保持零输出。比如平缓的背景噪声或者保持平稳能量值的语音,输出值接近零;

② 对于一段递增的短时能量输入序列,输出值也相应递增;

③ 对于递减的短时能量输入序列,输出值相应递减;

■ (2)

假设M帧连续帧能量用Ei来表示,最佳滑动滤波器的参数用fi来表示,i=1,2,…,M,对M帧连续的帧能量进行线性滤波,滤波器的输出用Fout来表示,得到公式3如下所示:

■(3)

3)求解滤波器输出一阶差分:差分特征作为一种动态特征,能够更好地反映序列的变

化趋势,在语音识别应用中,一阶差分与二阶差分作为动态特征引入特征向量,能够得到更加稳健的特征向量,从而提高识别率。在论文当中,为了更好地反应滤波器滤波输出的变化,引入反映滤波器输出动态变化的一阶差分特性,求解当前滤波器加权能量输出与前一帧滤波器输出的差值,作为反映滤波器输出变化的向量。假设滤波器在各个时刻的输出用向量 A=[a0a1a2…aN]T来表示,其中N为帧数,αi为i时刻的滤波器输出Fout,则经过差分运算之后的输出为向量B=[b0b1b2…bN]T,其中: ■(4)

4)三态状态机:设计一个具有三个状态的有限状态机来进行帧状态的判定。首先,设定每帧存在speech、silence和temp三个状态,分别表示语音帧、静音帧和过渡帧,其中temp状态由三个子状态组成,各个子状态之间可以进行有条件地相互跳转,其作用是在静音帧向语音帧转移的过程中,根据设定的条件充分吸收背景噪声的影响,提高真实的语音帧被正确判决出来的概率。传统的能量判据在抵抗突发噪声干扰以及低信噪比环境下语音信号起始点的判定方面性能较差,采用过渡态可以有效地去除高能量平稳噪声和突发噪声的影响,在这里,过渡状态temp的作用相当于一个缓冲状态,所有从静音帧到语音帧或者从语音帧到静音帧的转移都要首先经过过渡帧,在它的三个子状态中完成对帧状态的细判,因此,算法首先有一个简单能量的判别,该阶段能量阈值T1的设置较宽松,其目的是为了剔除掉可能存在的能量值非常小的静音段,如果某一帧的能量超过了T1,则进入到过渡态temp,图5给出了过渡态temp中进行细判的状态转移图。首先,在子状态1判断当前帧能量与上一帧能量的差值,若该值小于阈值DIF,则认为当前帧可能属于平稳背景噪声,继续停留在子状态1,若差值大于DIF,则进入子状态2,在子状态2中,设置一个参数Duration来表示能量高于T1的连续信号帧数,若该值大于阈值MAX_Dur,则可以认为此段信号不属于冲击型突发噪声,此时进入子状态3,否则继续停留在子状态2。在子状态3中,定义信号帧的低频能量为频率在400Hz以下频谱分量的能量总和,对于语音信号来说,其低频能量一般较高,同时低频能量占总能量的比例要高于大部分噪声信号,设置低频能量阈值Elow和能量因子ρ,如果当前信号帧的低频能量大于Elow并且能量因子同时大于ρ,则判定该帧信号为语音信号,进入状态speech,如果低频能量的值较大而能量因子的值不高,则当前帧属于高能量噪声的可能性很大,此时返回到过渡态的子状态1继续判断,在过渡态的各个子状态和speech状态,如果当前信号帧能量小于T1,则跳转到silence状态继续判断,为了跟踪背景噪声的变化趋势,如果状态处于silence的帧数超过一定的数量,则更新原始的能量阈值T1。由此可以看出来,过渡态中的三个子状态分别起到了消除平稳背景噪声、突发噪声和高能量背景噪声干扰的作用。

各个状态之间的转化条件由a~f来表示,下面分别予以介绍:

1) 从temp状态各个子状态或者speech状态跳转回silence状态。判断条件是滤波器输出bi

2) 从silence状态进入temp状态子状态1。判断条件是滤波器输出T1

3) 从temp子状态1进入temp子状态2。判断条件是连续两帧滤波器输出的差值大于DIF,否则仍然处于temp子状态1或者返回silence。

4) 从temp子状态2进入temp子状态3。判断条件是能量大于T1的帧数Duration>MAX_Dur,否则仍然处于temp子状态2或者返回silence。

5) 从过渡态temp进入有声态speech。判断条件是低频能量大于Elow且能量因子大于ρ,如果低频能量高于Elow而能量因子小于ρ,则返回到temp子状态1,否则仍然处于子状态3或者返回silence。

2 实验结果

选取一段单通道、8K采样、16bit量化的wav数据作为纯净语音信号,分别构造5dB和0dB信噪比条件下的两段语音数据(噪声类型为零均值、单位方差的白噪声),实验数据如图5所示。选取帧长32ms,帧移16ms,滤波器阶数M=25,图6给出了两种情况下含噪语音数据各帧的帧能量,可以看出来,仅仅利用传统的帧能量进行端点判决,判定结果极大地依赖于环境噪声的水平,判定结果缺乏稳健性。与之对比,图7给出了使用论文算法得到的两种情况下的输出参数,可以看出,在引入了滑动滤波器进行滤波输出和一阶差分运算之后,判定结果受环境噪声水平变动的影响很小,两种输入信噪比情况下输出参数曲线拟合地很好,算法对于平稳噪声干扰能够得到稳健的检测结果。

为了检验论文算法对不同类型突发噪声干扰的稳定性,在安静实验室环境下利用高性能麦克风采集8K采样、16bit量化的测试噪声数据库,其中男性60人,女性24人,包括嘴吹气声、鼻子呼气声、拍手声、拍桌子声、敲桌子声等,每人每种噪声重复5遍。针对噪声库中的噪声类型,在纯净语音信号开始之前添加一小段干扰噪声信号,使用算法进行端点检测。定义检测的前后端点位置和人工标注的端点之间的差距都小于5帧时,端点检测结果正确。表1列出了对于一些平稳噪声和突发噪声的实验结果,可以看出对于拍手、敲桌子等突发型环境噪声均可以较好地被采用三个子状态的过渡态吸收掉,同时,对于嘴吹气、鼻子吹气等较平稳噪声的吸收效果也很好。

表1 论文算法对不同类型噪声的吸收效果

■

3 结论与总结

针对噪声环境下语音活动性检测准确性下降的问题,论文提出了一种基于最佳滑动滤波

器的窗选帧信息语音活动性检测算法,利用最佳滑动滤波器对若干帧能量进行滤波,为了提高滤波结果的稳健性,对滤波所得的能量序列求解一阶差分运算,将得到的差分输出经过一个三态有限状态机进行决策,利用包含三个子状态的过渡态充分吸收各种高能量平稳噪声和常见突发噪声,从而得到较好的端点检测结果。仿真结果证明了该算法在不同性噪比条件下进行端点检测的有效性。同传统的基于短时参数(短时能量、短时过零率)的端点检测算法相比,论文算法具有能够胜任大动态范围噪声水平变化条件下进行准确端点检测的能力,同时对于一些常见的突发噪声具有较好的吸收作用。此外,论文算法计算量小,非常适合作为语音增强、语音识别系统的高性能端点检测模块来使用,具有较大的应用前景。

参考文献:

[1] 杨行峻,迟惠生.语音信号数字处理[M].北京:电子工业出版社,1998:25-27.

[2] 丁玉国,梁维谦,刘加,等.一种应用于嵌入式语音识别的端点检测算法[J].计算机应用研究,2006,1(4):193-195.

[3] 程佩青.数字信号语音处理教程[M].2版.北京:清华大学出版社,2001:348-352.

[4] 郑君理,应启衍,杨为理.信号与系统[M].2版.高等教育出版社,2000:97-101.

[5] Lori F, Rabiner L, Aaron Rosenberg, et al. An Improved Endpoint Detector for Isolated Word Recognition[J]. IEEE Transactions on Acoustic, Speech and Audio Processing,1981,29(4):777-778.

第2篇：滤波器设计论文范文

【关键词】超宽带；带通滤波器；枝节加载；阻带抑制

1.引言

自2002年美国联邦通讯委员会（FCC）批准把3.1GHz到10.6GHz之间的频段分配给超宽带通信系统使用[1]以来，小型化，高性能已经成为了超宽带无线通信系统的必然趋势[2-5]。文献[2]中首次提出了基于多模谐振器的超宽带滤波器设计方法。文献[3]中为了改善这种基于多模结构超宽带滤波器的高阻带特性，采用了多枝节加载的谐振器结构。此外，为了提高超宽带滤波器的选择性，在文献[4]中提出了一种阶梯阻抗枝节加载的谐振器结构。

本文提出了一种具有新的枝节加载谐振器结构超宽带滤波器。结构为使用圆形开路阶跃短截线为中心枝节，通过圆形谐振器控制奇偶模式的分布；通过短路和开路枝节控制带外抑制。该滤波器具有小尺寸，良好选择性等优点，为设计新型的超宽带滤波器提供了新的思路。

2.超宽带滤波器的结构

由文献[6]中首次使用圆形开路阶跃短截线单元进行超宽带滤波器的设计。在文献中可以知道这种单元具有低通特性，并且其截止频率会随着半径R的增大而减小，边缘响应也随之变得都陡峭。这样，我们可以使用加载其他枝节引入传输零点的方法得到好的阻带特性。

图1为所设计超宽带滤波器的整体结构。整体电路左右对称，使用介电常数为10.2，厚度为1.27mm的Roger RT/duroid6010介质基板，端口阻抗为50Ohm。考虑的制作工艺的难易度和可行性，所有微带间缝隙宽度不小于0.1mm，且金属化过孔的半径不小于0.1mm。

这里和为枝节的特性阻抗以及电长度。当分别等于0o，90o，180o的时候，分别等于0，，0，分别等于，0，。由此可以得到，当超宽带滤波器的中心频率的的时候，由短路枝节可以得到两个传输零点，并且能提高滤波器的选择性。而又由于开路枝节的存在，当开路枝节的电长度等于带外频率抑制点的1/4波长的时候，能够提高带外阻带的性能。在这篇文章里，我们设置带外抑制频率点为15GHz。

通过以上的分析，一个新型的枝节加载超宽带滤波器就可以得到，电路的初始尺寸也可以由上述分析得到，最后使用HFSS进行仿真和优化。

3.仿真结果与分析

通过HFSS仿真得到的仿真曲线如图3所示。从图中可以看出，滤波器测试带宽为3.18GHz到10.46GHz，且通带两端具有较好选择性，插入损耗小于0.25dB，带内时延平坦，其20dB阻带抑制范围可以达到15GHz，从而验证了设计的有效性。此外该滤波器结构紧凑，物理尺寸为16.6mm×13mm。

4.结论

本文提出了一种新的枝节加载谐振器的设计思路并分别设计了一种新型的超宽带滤波器。经过仿真验证，表明该滤波器具有结构紧凑、带宽宽、带外抑制良好等优点。

参考文献

[1]“Revision of Part 15 of the Commission’s rules regar-ding ultra-wideband transmission system，”Tech.Rep.ET-Docket 98-153，FCC02-48，Apr.2002.

[2]L.Zhu，S.Sun，and W.Menzel，“Ultra-wideband（UWB）bandpass filter using multiple-mode resonator，”IEEE Microwave Wireless Components Letters，vol.15，no.11，pp.796-798，Nov.2005.

[3]R.Li and L.Zhu，“Compact UWB bandpass filter using stub-loaded multiple-mode resonator，”IEEE Microwave.Wireless Components Letters，vol.17，vo.1，pp.40-42，2007.

[4]Q.X.Chu and X.K.Tian，“Design of UWB bandpass filter using stepped-impedance stub loaded resonator，”IEEE Microwave Wireless Components Letters，vol.20，no.9，pp.501-503，2010.

第3篇：滤波器设计论文范文

【关键词】杂波抑制；动目标显示；盲速；参差滤波器；改善因子

1.引言

雷达的基本任务是用无线电的方法探测目标的距离、方位角、俯仰角及速度等信息。这些信息是利用目标对电磁波的反射现象获取的[1]。对空雷达探测的目标通常是运动的物体，例如空中的飞机、导弹等，雷达接收到这些目标回波信息的时候，还会接收到各种背景（例如地物、云雨及海浪等）的干扰回波信号。这些背景回波会给我们探测真正的目标带来困难，称之为杂波或无源干扰。雷达接收到的不仅仅是目标回波，往往包含某些杂波干扰。

杂波干扰和目标回波在雷达显示器上同时显示很难观察到目标，特别是有强杂波时，能够使接收机过载，更难发现目标。即使终端通过自动检测和数据处理系统，由于存在大量的杂波，系统也很难以处理。文献[2]-[6]中都是对固定权的对消器做了一些研究，本文是在此基础上研究了最佳权参差频率滤波器，具有比对消器更好的抑制效果。

2.K次对消器

K脉冲MTI对消器与滤波器加权系数为二项式的横向FIR滤波器等效。通过级联一次MTI对消器来得到高阶滤波器的方法推导出K次MTI对消器，因此，K次MTI对消器的传递函数[7]为：

（1）

图1 K对消器构造模型

图1为K次对消器构造模型，则K次对消器的输出为：

（2）

式中，K为对消器的次数，对消器的系数为二项式系数，用下式计算：

（3）

式中图2是四脉冲对消器的速度响应特性，其中雷达脉冲重复频率为330Hz，雷达工作波长为0.2m，则求得第一盲速为vr1=36.3m/s。

由图2其速度响应曲线知，四脉冲MTI对消器的频率特性在，，各频率点处均有很深的凹口，能够很有效地抑制零多普勒频率的固定杂波。图2中可以看出零频附近的凹口很深，达约-150dB。

3.参差MTI滤波器

由于等T的MTI对消器仅仅对固定地物杂波有较好的抑制效果，当目标以多普勒频率对应的径向速度相对雷达运动，滤波器将检测不到运动目标，从而可能丢失目标信息。因此要可靠地发现目标，应保证第一盲速要大于可能出现的目标最大速度。

解决此问题通过采用两个以上不同的重复频率交替工作，使第一盲速大于雷达所要探测目标的最大径向速度，从而提高雷达对目标的检测。

设雷达采用N个重复频率工作，它们的重复周期表示为图3为参差MTI滤波器结构框图3中：

图2 四脉冲对消器速度响应曲线

图3 参差MTI滤波器结构框图

参差MTI滤波器的输出为：

（4）

MTI滤波器的频率响应为：

（5）

根据式（5），参差MTI滤波器的频率响应取决于参差周期T1，T2，…，TN和滤波器的系数矢量。滤波器的系数矢量符合二项式展开系数，就构成了参差MTI对消器。

图4所示为四脉冲参差MTI滤波器的速度响应曲线，即此MTI滤波器的系数矢量为二项式权为，重复频率为330Hz，雷达工作波长为0.2m。采用9个重复频率工作，在采用参差频率前，第一盲速为vr1=36.3m/s；采用参差重复频率后，知第一等效“盲速”提高的倍数为：

=40

求得第一等效“盲速”为：

图4 参差MTI滤波器速度响应曲线

在图4中，可以看到第一盲速被提高了40倍，而且速度响应曲线在该速度范围内响应曲线整体比较平坦。图4零频附近可以看出，速度响应在vr=0处有很深的凹口，用于抑制零多普勒频率地杂波。然而与图2四脉冲等T对消器速度曲线相比较，零频附近的凹口深度变浅了，仅为-70dB。由于凹口明显变坏了，对杂波的抑制能力有所减弱。

4.基于参差周期比选择的仿真

利用MATLAB软件进行仿真，观察改变参差码对参差MTI滤波器速度响应曲线的影响，这对设计较好杂波抑制效果的滤波器是很有必要的。

采用9脉冲参差重复周期，比值为：36：44：37：43：38：42：39：41：40。显然可能的排列种数=362880种，对每种组合用特征矢量法来求出最佳权矢矢量，再使用这组权矢量求出滤波器的频率响应。在所有的参差码中挑选出一组最优的码使通带内的频率响应不平坦度最小，此时设计出的MTI滤波器对杂波的抑制是最好的。由于实际操作的有限性，自己选取了几个特殊的参差码进行了仿真，并总结了一些结论。

（1）不同参差比选择会影响MTI滤波器的性能

图5 参差MTI滤波器速度响应曲线

图6 参差MTI滤波器速度响应曲线-零频附近

从图5看出，不同参差码对参差MTI滤波器的整体速度响应曲线在通带内曲线平坦度不同，上面参差码有更好的杂波抑制效果，而下面参差码在通带中间位置起伏比较大。从图6可以看出，不同参差码组合，零频附近的凹口相差不是很大。

（2）通过改变参差比，研究表明了参差周期的码元排列互为倒序或者互为平移时，最佳权参差MTI滤波器的速度响应曲线效果相同，对杂波的抑制效果也一样。

5.改善因子最大准则

杂波抑制滤波器对信杂比改善的情况用改善因子来表示。改善因子越大，MTI系统对杂波的抑制效果越好。改善因子I即为杂波抑制滤波器的输出信杂比（S0/C0）与输入信杂比（Si/Ci）之比，即：

（6）

虽然参差周期解决了盲速，但带来了改善因子的限制值IS，由于参差和扫描的影响对改善因子I限制公式[8]如下：

（7）

式（7）中，n为波束宽度内脉冲回波数，r为参差周期的最大变比。

通过采用时变加权来克服次限制，即在不同的取样时刻，给滤波器不同的加权值，这样就能解决参差带来的影响。在数字设备里实现时变加权是容易做到的而且稳定可靠。

由FIR滤波器特性，MTI滤波器的频率特性完全由其加权系数矢量W确定。设MTI滤波器的N个权矢量系数为w1，w2，…，wN，则可以构成一个加权矢量W，W=[w1 w2 … wN]T。由杂波的功率谱可以由表征的高斯曲线来表示：

（8）

标准偏差为：

（Hz）

其中为径向速度标准偏差（米/秒），为雷达工作波长（米）。根据维纳—辛钦（Wiener-Khintchine）定理，信号的自相关函数和功率谱互为傅立叶变换对，所以得到杂波的自相关函数如下，式中为相关时间：

（9）

利用积分公式：

经推导可得：

对于地杂波是一种特殊情况，杂波谱的中心频率，则得到：

由此可见，具有厄米特性质：

式中*表示复共轭，这说明由构成杂波的自相关矩阵Rc为厄米特矩阵：

对于目标信号来说，其多普勒频率在区间（，）上均匀分布，则目标信号可表示为：

（10）

目标信号自相关函数为：

由积分公式可得：

得出目标信号的自相关矩阵RS：

设为输出信号，MTI滤波器输入端的杂波数据和信号数据分别为：

可求输出信号模的平方为：

则输出信号的功率表达式为：

那么，MTI滤波器输出端的杂波功率和信号功率分别为：

（11）

（12）

其中和分别表示MTI滤波器输入端的杂波功率和信号功率，根据MTI改善因子的定义为：

（13）

（14）

则为一个单位矩阵，根据式（13）有：

（15）

问题转变成利用式（15）求I的最值：

（16）

式（16）求导可得，RC的特征方程为：

（17）

其解有N个即，要使MTI滤波器的平均改善因子达到最大，MTI滤波器的最佳权矢量应取输入杂波的自相关矩阵的最小特征值所对应的特征失量，此时杂波滤波器的平均改善因子为：

（18）

这种设计杂波抑制滤波器的方法称为特征矢量法。

5.1 改善因子最大的对消器仿真

由特征矢量法的推导得出当MTI滤波器的权系数矢量取杂波自相关矩阵的最小特征值对应的特征矢量时，MTI滤波器的改善因子将达到最大。

四脉冲最佳权对消器的速度响应曲线仿真条件为：脉冲重复频率为330Hz，雷达工作波长为0.22m，=0.3m/s为杂波的标准离差，它是与地杂波区植被类型与风速有关的一个量，波束宽度为1.35o，天线转速为6转/分。首先求得地杂波功率谱的标准偏差为：

再考虑天线扫描引起的杂波功率谱的展宽，设天线方向图具有高斯形状，双程天线方向图对回波信号的幅度调制引起了杂波功率谱展宽可用标准离差表示：

（19）

（20）

式中，为半功率天线方位波束宽度（o）；为天线方位扫描速度（r/min）；为目标仰角（o），n为单程天线方向图3dB宽度内目标的回波脉冲数。带入数据可得，=7.3Hz。对于天线扫描工作的雷达，接收的杂波功率谱标准离差应为：

图7 四脉冲最佳权对消器速度响应曲线

由图7可以看出，在径向速度为零附近最佳权MTI对消器有了三个凹口，这是由于四脉冲对消器的原故，它可以等效为三个一次相消器，在Z=1处有三重零点。与图2相比较，图7最佳权对消器的改善因子I有了很大提高，速度响应曲线对杂波的抑制效果更好，特别是对有频谱展宽的地物杂波。

5.2 改善因子最大的参差滤波器的仿真

为了消除参差对改善因子的限制，常采用时变加权的方法加以克服，即取杂波自相关函数的最小特征值对应的特征矢量作为参差MTI滤波器的最佳权系数。

最佳权参差MTI滤波器的速度响应曲线仿真条件：雷达脉冲重复频率为330Hz，雷达工作波长为0.22m，=0.3m/s为杂波的标准离差，波束宽度为1.35o，天线转速为6转/分。天线扫描接收杂波功率谱标准离差为=7.8Hz。

此时雷达采用9个参差重复频率，它们的重复周期之比为：T1：T2：T3：T4：T5：T6：T7： T8：T9=36：44：37：43：38：42：39：41：40。

图8 最佳权参差MTI滤波器速度响应曲线

图8与图4相比，得出二项式权系数参差MTI滤波器与最佳权系数参差MTI滤波器的整体速度响应曲线相差不大，基本相同，而且速度响应曲线在通带内均比较平坦。而在凹口即零频附近多出了两个对称的凹口，改善因子提高了，第一凹口深度达到约-80dB，对杂波的抑制效果更好。

6.结论

本文给出了抑制杂波的动目标显示滤波器及其性能，详细地推导出了改善因子最大准则，从而得出了最佳权参差滤波器使改善因子大大提高了，能更好地滤除杂波。仿真结果表明了最佳权滤波器有更好的抑制杂波性能的同时取得较高的改善因子。

参考文献

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第4篇：滤波器设计论文范文

Abstract: the nonlinear load of power grid application to brought serious harmonic pollution, and produced a series of power quality problems, and all kinds of sensitive load of power grid power supply quality and to put forward higher request. Passive power filter because of its simple structure, equipment less investment, operation reliability high, low operating cost, be in the power system, the most common harmonic control equipment.

中图分类号:X503X503文献标识码：A 文章编号：

本文对无源电力滤波器的参数设计方法进行了深入的研究。详细分析各种无源电力谐波器结构和工作原理，并在其基础上对影响滤波器性能的有关参数进行了深入分析，重点研究了等值频偏、品质因数、无功补偿容量特性及系统谐波阻抗对单调谐滤波器和高通滤波器性能的影响。以此作为滤波装置设计的理论基础，为工程设计提供了理论准则。

本文通过分析滤波装置设计方案的制定策略，推导最小电容器安装容量法、无功补偿容量分配法及过电压限制法等工程设计方法设计滤波器参数的流程，并在MATLAB电力系统仿真环境下，通过仿真验证了工程设计法。

对电力系统无源滤波装置，在常规调谐滤波器的设计思路上，考虑实际滤波器受电网中的负载和自身元件特性的影响，工作在失谐状态下，采取最佳偏调谐设计的方法设计单调谐滤波器。在给定容量时，对全调谐、经验偏调谐、最佳偏调谐设计进行计算，对比结果，得出最佳偏调谐设计所得相对容量较小滤除谐波能力更好的优点。

由于交流调谐滤波器的工作原理及其缺点，针对严重影响调谐滤波器滤波效果的失谐问题和单个LC支路只能抑制单次谐波的缺陷，以及交流调谐滤波器不能实现动态补偿问题，为了对其进行改进，学习研究了多种可变电抗器。

关键词:无源电力滤波器；谐波抑制；滤波效益；失谐

1.1谐波的产生及危害

电力系统中，谐波的定义是指对周期性非正弦电量进行傅立叶级数分解后，除了得到与电网基波频率相同的分量外，还有一系列大于基波频率的分量，这部分电量被称为谐波。近年来, 随着各种整流、换流设备、电弧炉、各种电力电子设备、非线性负荷以及多种家用电器和照明设备等的大量使用，电力系统的谐波问题随着电力电子装置的广泛应用变的越来越突出。相对传统的电路和电力调节装置，电力电子装置具有高功率因数、高功率密度、高可靠性及低噪音、维护成本低等优点，这种装置提高了电能的利用率，但是其本身的非线形使得电网电压和电流不再为正弦波，而是畸变为含有各次谐波的电压和电流。谐波电压和电流的出现，严重危害了功用电网及其他系统的正常工作。

谐波的危害主要体现在以下几个方面：

（1）谐波对电网的影响

谐波电流在电网线路中会产生附加有功功率损耗。谐波电流虽然通常数值不大，但其频率较高，导线的集肤效应造成的谐波电阻较大，从而引起的附加损耗增加，降低了发电、输电及用电设备的效率。谐波电流中的无功分量同时会降低电网的功率因数

（2）引起过电压和过电流

谐波会引起电网局部的并联谐振和串联谐振，这种谐振会使谐波电流放大几倍至几十倍，从而危及电容器和其他供用电设备的安全运行。严重时会将电容器和电抗器烧毁。

（3）谐波对电机的危害

谐波对旋转电机会引起附加损耗和过热。谐波电流通过定子绕组由于集肤效应会造成谐波损耗。另外，谐波电流会产生与谐波频率相对应的旋转磁场，在转子绕组中感应出谐波电流，从而在转子中产生损耗和过热现象。谐波同时会引起机械振动，对电机也有很大的危害。其中，正负序的谐波电流在电动机中会产生N倍基频的谐波转矩，它的平均转矩虽然可以忽略，但其产生的脉动转矩会引起电机的机械振动和噪音谐波对变压器的影响主要是发生谐振时，电流过大，铁心严重饱和，可危及变压器的安全。谐波电流流过变压器，还会增加其铜耗和铁耗。

（4）谐波对电缆线路绝缘的影响

对电缆线路，非正弦，电压使绝缘老化加速，泄漏电流加大，当出现并联谐振过电压时，可能引起放炮并击穿电缆。

（5）谐波对继电保护和电力测量的影响

许多电能仪表和继电保护设备是针对正弦波及其过零点校验设计的，谐波容易引起继电保护和自动装置误动作或拒绝动作。不同类型的继电器设计性能和工作原理不同，故谐波的影响有较大差别。谐波对大多数继电器的影响并不大，但对部分晶体管型继电器可能有很大影响。在存在谐波的情况下，由于没有统一的表征功率的定义，同一仪表对同一电气量进行测量时，按照不同定义所的得的结果可能会相差20%~30%。另外，对于采用平均值测量法的仪表，由于需要按正弦波转换成有效值，当存在谐波时，结果有误差。

（6）谐波对通信系统的干扰

谐波干扰会引起通信系统的噪音，降低通信的清晰度，干扰严重时会引起通信信号的丢失。在谐波和基波共同作用下引起的电话铃响，甚至会危及设备和人身安全。

（7）谐波对整流装置的影响

高次谐波对脉冲――相位控制的可控硅（晶闸管）整流装置有较大影响，可能造成脉冲丢失而烧坏可控硅管。

1.3谐波的抑制

要解决配电系统的谐波和无功补偿问题必须综合考虑滤波和补偿这两方面的因素，能满足要求的实现方法有很多，经过学习比较，这里主要研究两种常见的滤波装置。一种是无源滤波器；一种是有源滤波器。

1、无源滤波器

无源电力滤波器是传统的补偿无功和抑制谐波的主要手段，是一种用并联滤波器滤除谐波的典型电路结构，通常是根据所要实现的功能由电力电容器，电抗器和电阻组合而成。一个简单的串联LC电路与谐波源并联，应用其谐振原理，使某一次谐波在这个支路发生谐振，呈现低阻状态，使该次谐波电流不再流入电网，达到抑制谐波的目的。如果要滤除若干次谐波，就用若干个单调谐LC滤波器并联接到电网。无源电力滤波器还可以设计成双谐振的，同时滤除两种频率的谐波，还可以设计成高通滤波器，以滤除某一次上的谐波。

无源滤波器的优点：因其结构简单，电压和容量可以做的很大，在吸收谐波的基础上还可以补偿无功，改善功率因素；维护方便；造价低，运行费用也低；对某一次高次谐波的吸收效果明显；设计制造经验成熟。因此成为传统的补偿无功和抑制谐波的主要手段。

无源滤波器虽然存在上述诸多优点，但它也有不足之处。无源滤波器的滤波原理是在系统中为谐波提供一并联低阻通路，因此由于结构原理上的原因，在应用中存在着一些难以克服的缺点：

(1)只能抑制按设计要求规定的谐波成分，抑制较低次谐波的单调谐滤波器只对调谐点的滤波效果明显，而对偏离调谐点的谐波无明显效果。而实际工程设计时考虑到设计投资，不可能依靠增加滤波器的办法解决。

(2)滤波特性受系统参数影响较大，滤波效果随系统运行情况而变化，当系统阻抗和频率波动时，滤波效果变差。特别是对电网阻抗和频率的变化十分敏感，在一个复杂的电力系统中，这两个参数的变化规律很难精确预知，因此一个实际的滤波器要达到理想的滤波效果是很难的。

(3)当系统阻抗和频率变化时，可能与系统发生串联或者并联谐振，从而会产生谐波放大现象，使装置无法运行，甚至使整个滤波系统无法正常运行。

(4)当系统中谐波电流增大时，无源滤波器可能过载，甚至损坏设备。

(5)装置体积大，损耗大。

(6)滤波要求和无功补偿、调压要求有时难以协调。

基于上述无源滤波器设计和运行中存在的问题，国内外的设计研究人员研究出若干解决办法，通过采取优化设计，在一定程度上提高了无源滤波器的使用效果。但无源滤波器由于原理上带来的缺点是无法彻底克服的，因此，有必要采用其它滤波方式来抑制谐波。

2、有源电力滤波器

有源电力滤波器是一种能够弥补无源滤波器不足的一种新型谐波抑制设备，是一种用于动态抑制谐波、补偿无功的新型电力电子装置，它能对大小变化的谐波以及变化的无功进行补偿。它的基本原理是从补偿对象中检测出谐波电流，由补偿装置产生一个与该谐波电流大小相等而极性相反的补偿电流，从而使电网电流只含基波分量。其应用可克服LC无源滤波器等传统谐波抑制和无功补偿方法的缺点，与传统无源滤波器相比，具有突出的优点，概括起来主要有：

(1)实现了动态补偿，可对频率和大小都变化的谐波以及变化的无功功率进行补偿，对补偿对象的变化有极快的响应。

(2)可同时对谐波和无功功率进行补偿，补偿无功功率时不需要储能元件，补偿谐波时所需要储能元件容量也不大，且补偿无功功率的大小可做到连续调节。

(3)即使补偿电流过大，有源电力滤波器也不会发生过载，并能正常发挥补偿用。

(4)受电网阻抗的影响不大，不容易和电网阻抗发生谐振。

(5)能跟踪电网频率的变化，故补偿性能不受电网频率变化的影响。

(6)既可对一个谐波和无功源单独补偿，也可对多个谐波和无功源集中补偿。

基于有源滤波器的上述优点，采用有源电力滤波器是对谐波进行抑制的一个发展趋势，因而受到广泛的重视，对于保证电力系统运行的安全性、可靠性和经济性具有重要意义，具有广阔的应用前景。

但目前国内的有源滤波器还处于研发阶段技术还不够成熟，应用的有源滤波器大都是国外进口产品，如ABB公司，价格昂贵，只有少数的工厂和企业在用。因此在这里选用无源滤波装置。

从工作原理来看，滤波装置可分为两类。一类为有源滤波器，即该滤波器本身为一谐波源，其发生的谐波与负荷产生的谐波大小相等，但方向相反，正好抵消了负荷产生的谐波，从而达到消除谐波的目的。这类滤波器目前仅有小容量的装置投人使用，尚须进一步研究。另外一类是无源滤波器，它是采用电容、电感谐振的原理来达到“吸收”谐波的目的。由于其中有电容器，所以可以实现滤波兼并补双重作用。

无源电力滤波器以其结构简单、设备投资少、运行可靠性高、运行费用低等优点，成为电力系统中最普遍的谐波抑制设备。

参考文献：

（1） 胡治国, 张静, 何银永. 带谐波的无功补偿系统[J] 东北电力技术; 2005, (6) 19～21 （2） 徐金亮低压变频器的谐波治理和无功功率补偿[A] 电力电容器、无功补偿技术论文集[C], 654 内蒙古石油化工2006.

第5篇：滤波器设计论文范文

关键词：双轴加速度传感器，ADXL210E，三维鼠标

 

一、引言

ADXL210E是美国模拟器件公司生产的含有用多晶硅表面微机械加工技术制作的传感器的两坐标轴加速度计单片集成电路。论文写作，ADXL210E。ADXL210E是一种低成本，低功耗，完整2轴加速度传感器，该电路可以测量诸如振动这样的动态加速度和重力之类的静态加速度，测量范围为±10g。ADXL210E的占空因数输出在没有A/D转换器或胶着逻辑（Gluelogic）的情况下，可通过微处理器直接测量。论文写作，ADXL210E。事实上，器件的占空因数（即脉冲宽度与周期之比值）正比于加速度。论文写作，ADXL210E。ADXL210E常用于两轴倾斜传感器、信息家电、报警和移动探测器及汽车安全等领域。

其性能特点如下：

（1）利用3V～5.25V的单电源工作，电源电流低于0.6mA；

（2）集成了两坐标轴采用多晶硅精细机械加工技术制作的传感器；

（3）经占空因数输出端可直接与低成本的微控制器接口；

（4）加速度计的带宽可由引脚XFILT和引脚YFILT上的电容器（CX、CY）设定；（5）满度测量范围为±10g，在60Hz下的分辨力是2mg；

（6）占空因数周期T2由引脚2上的电阻器RSET设定（T2=RXET（Ω）/125MΩ）。（7）有专门设计的数字输出，通过占空因数滤波或者利用引脚XFILT与引脚YFILT输出，也可提供模拟输出。

二、基本结构与原理

ADXL210E采用尺寸为5mm×5mm×2mm的8引脚LCC型封装，引脚排列如图1所示。各个引脚的功能见表1。

图1 ADXL210E引脚排列图

表1 ADXL210E的引脚功能

第6篇：滤波器设计论文范文

【Abstract】The face recognition is a research focus in the field of pattern recognition and artificial intelligence. It has a special advantage in the field of biometric recognition， and be widely used in the field of safety and civilian use. This paper introduces the system of the face recognition

design process and popular application algorithm.

【P键词】人脸识别；模式识别；设计流程；应用算法

【Keywords】face recognition； pattern recognition； design flow； application algorithm

【中图分类号】TB472 【文献标志码】A 【文章编号】1673-1069（2017）03-0099-02

1 引言

人脸识别技术是一种非接触式、友好的生物识别方式，它是当前模式识别和人工智能领域的一个研究热点，其开始于20世纪60年代，到20世纪90年代随着图像处理、模式识别、认知科学等理论的发展取得了突破性进展，广泛地应用在自动身份认证与识别、民用、安检等方面。

2 技术流程

人脸识别系统主要包括四个组成部分，分别为：人脸图像采集及检测、图像预处理、特征提取以及匹配与识别。

2.1 图像采集及检测

人脸检测是人脸识别过程中的关键技术。对任意给定的一个或一组图像进行识别，人脸检测的目的在于判断图像中是否存在人脸，并准确标定出人脸的位置、大小和姿态的过程。具体算法有以下几种类型：

2.1.1 基于直方图粗分割和奇异值特征的人脸检测

这种方法是用平滑的直方图对图像进行粗分割，再根据一定的灰度区间对人眼进行定位，进而确定出人脸区域。这种算法检测率较高，但耗时较长，而且当脸部光照变化较大或脸部有较大阴影时，图像很难被检测到。

2.1.2 基于二进制小波变换的人脸检测

给定一幅原图像，在垂直方向上应用低通分析滤波器得到垂直方向的低频分量和水平方向上的高频分量，水平方向应用高通分析滤波器得到水平方向的低频分量与垂直方向的高频分量，再经过一系列的变换，得到角度相似函数和自由参数，这样选择人脸部位的任意一点（n，m），学习得到自由参数，应用这些不等长的参数，可以有效地获取人脸部位的特征。

但该方法对原始图像的要求较高，当图像的背景相对复杂，比如从侧面拍摄人脸时，水平方向和垂直方向的高低频分量很难获取，这将直接影响到自由参数的准确性，从而很大程度上影响人脸检测的检准率。

2.1.3 基于AdaBoost算法的人脸检测

2010年Viola和 Jones引入积分图概念，提出了基于Harr-like特征、级联结构的AdaBoost算法，成功应用于模式识别领域，实现了实时人脸检测，使人脸检测技术取得了突破性进展。该算法是挑选出一些最能代表人脸的矩形特征（弱分类器），按照加权投票的方式将弱分类器构造为一个强分类器，再将训练得到的若干强分类器串联组成一个级联结构的层叠分类器，有效地提高分类器的检测速度。

2.2 人脸图像预处理

预处理是人脸识别过程中的一个重要环节。输入图像在采集、传输、变换过程中，由于多种原因，往往会造成图像与原始人物之间产生某些差异。这些质量的退化会对下一步的特征提取造成很大的影响，因此有必要对分割出来的图像进行适当的处理，使其有利于计算机的运算，这种处理就是图像的预处理[1]。

通常图像的预处理有滤波法、基于数学形态的预处理方法等。滤波法常用基于空间域的均值滤波、高斯滤波、中值滤波、边缘保持滤波和基于频率域滤波的低通、高通、带阻滤波等[2]；基于数学形态的预处理方法有灰度腐蚀、灰度膨胀、灰度开运算、灰度闭运算等方法。论文简单介绍了滤波法的计算原理。

均值滤波是用像素邻域内的各像素灰度平均值代表原来的灰度值，此法能有效地去除噪声，但容易使边缘模糊。

高斯平滑滤波器是根据高斯函数的形状来选择权值的线性平滑滤波器。高斯平滑滤波器对去除服从正态分布的噪声是很有效的，在边缘检测之前要对图像进行平滑滤波，往往采用高斯滤波器。

中值滤波是用局部的中值代替局部均值。在灰度图像 f 中以像素（x，y）为中心的 N×N 屏蔽窗口（N= 3， 5， 7， …）内， 首先把这 N×N 个像素点的灰度值按大小进行排序，然后选取值的大小处于中间位置的灰度值α， 使 f （ x ， y）α。这样 ， 把被处理点的某一邻域中像素灰度中值作为该点灰度的估计。

2.3 人脸识别常用算法

2.3.1 基于主成分分析的人脸识别算法

主成分分析法（Principal Component Analysis，PCA）是最早、研究最广泛的人脸识别方法。该方法识别人脸时，将单张人脸图像投影到此低维空间，用所得投影坐标系数与目标样本集中的投影系数进行比对，以确定最佳特征脸。其步骤如下：

①利用滤波或膨胀、腐蚀等方法对人脸图像进行预处理。

②读入特定人脸数据库，形成人脸样本的特征空间。

③将训练样本图像和测试人脸图像进行正交变换、投影等。

④选择合适分类方法判断训练样本和测试人脸是否同类。

2.3.2 基于神经网络的识别方法

心理学家McCulloch和数学家Pitts 合作提出了形式神经元的数学模型， 成为人工神经网络的开端。神经网络把模型的统计特征隐含在神经网络的结构和参数中，对于人脸这类复s的、难以显示描述的模型，基于神经网络的方法具有独特优势。神经网络的鲁棒性比较好，但是训练慢，并可能陷入局部最优。

2.3.3 基于隐马尔科夫模型的人脸识别算法

隐马尔可夫模型（HMM）的基本理论发起于20世纪六七十年代，Samaria等人最早提出关于人脸的隐马尔可夫模型，使用人脸图像中的额头、眼睛、鼻子、嘴巴和下巴5个特征参数，隐含5个形态，将人脸用矩形从上到下分成若干区域，将窗口内的像素点数据排成列向量，用每个区块的像素值作为观察序列来进行人脸识别。

除以上方法外，还有很多不同的算法，如基于三维的人脸识别、基于主动近红外图像的多光源人脸识别技术、基于皮肤特征的人脸识别都取得了很好的应用效果。

3 系统的构建

MATLAB是一种用于算法开发、数据可视化、数据分析以及数值计算的高级技术计算语言和交互式环境，利用其对待识别人脸图像的预处理、判断待识别图像是否在人脸库中、对选取不同训练样本个数下识别效率进行比较。

3.1 ORL人脸库

英国剑桥大学的ORL人脸库包含40个人，每人10幅图像，每幅图像大小为92×112，图像是在不同时间、光线轻微变化的条件下摄制的，其中包括姿态、光照和表情的差别。

3.2 图像预处理

通过几何归一化对输入的图像加工，使其与人脸库的图像一致，然后将彩色图像转换为灰度图像，通过灰度拉伸，直方图均衡化等方法完成对图像的处理。

3.3 人脸识别

根据具体情况选择不同的核心算法，以HMM算法为例，对人脸库中的图像进行训练，得出人脸库的HMM值。

在建立完人脸库后，用与训练相同的方法提取待识别人脸的HMM值，并与原人脸库中存在的HMM值进行比较，求出各项的相似概率，对这些概率进行排序，输出相似概率最大项。

【参考文献】

第7篇：滤波器设计论文范文

【关键词】电子时间引信 实验室动态性能试验 计时终点 爆炸声音信号采集

电子时间引信的实验室动态性能试验，是利用离心机模拟引信工作时的外部力学环境，使引信完成电池激活、机构解保，直至最终按照装定时间输出点火信号。该项试验的主要目的就是考核引信计时精度是否满足指标要求，所以准确的设置引信计时起点和计时终点是关键的一环。在这项实验中，我们把引信电池激活信号设为计时起点，把引信作用时火工品的爆炸声音信号作为计时终点。以往的电子时间引信实验室动态性能试验，是靠人工监听引信作用时火工品的爆炸声音信号作为计时终点，这种方法误差大、实时性差、容易漏听信号，影响试验结果的准确性。针对上述问题，提出了一种利用音频信号处理系统自动采集火工品爆炸声音信号的方法，以实现对电子时间引信计时终点信号的准确采集。

1 实验室动态性能试验系统的组成与工作原理

实验室动态性能试验系统由离心机和电性能测试系统两部分组成，利用离心机产生引信发射时所需的外部力学环境，通过电性能测试系统对引信工作性能进行测试。离心机由转臂运转系统、转速控制系统等组成，电性能测试系统由组合装定器、阻抗测试电路、计时电路、信号检测处理电路、信号通路自动切换电路、音频信号处理系统等组成。系统组成的原理框图如图1所示。

根据电子时间引信的工作原理，当电池激活后，引信内部计时电路即开始工作，当计时到预先装定的时间后，即输出点火信号，点燃火工品，引信完成作用。所以，试验时转速控制系统按照预先设定的过载加速度曲线和自转升速曲线控制转臂运转系统运行，产生引信工作所需的外部力学环境，使引信完成电池激活、机构解保，直至最终按照装定时间输出点火信号。电性能测试系统把引信电池激活信号设为计时起点，把引信作用时火工品的爆炸声音作为计时终点，在检测到电池激活信号后，同步启动内部计时器，开始计时，并通过音频信号处理系统自动监测引信火工品爆炸声音信号，当采集到火工品爆炸声音信号后，停止计时，得到的时间即为引信计时时间参数。

2 计时终点爆炸声音信号采集方法

2.1 爆炸声音信号采集原理

音频信号处理系统是采用声学原理，利用声音信号采集电路获取声波信号，并转换为数字信号进行处理。主要由声音传感器、音频放大器、滤波器、A/D转换器、电源模块和信号处理器组成，其原理框图见图2所示。

其中声音传感器是一种声-电转换器件，将空间中的声音信号转换为电压信号，传感器输出的信号通过音频放大器对其进行放大。放大后的模拟信号通过带通滤波器进行滤波，滤除掉系统噪声和背景声音，滤波后的模拟信号通过A/D转换器进行采样，采样结果送入信号处理器进行分析处理，如果确定为有效爆炸声音信号，则输出计时终点信号给计时器。为了满足在离心机高速运转情况下，对引信计时精度测量的使用要求，音频信号处理系统必须具有较高的灵敏度和较快的响应速度。

声音传感器选择全向型驻极体电容式麦克风，与音频放大器共同构成声音信号检测电路，其原理图见图3所示，图中MIC端连接驻极体麦克风的漏极输出端，R4为灵敏度调节电阻，通过改变其阻值，可以调整系统的声音灵敏度。

A/D转换器完成滤波器输出音频模拟信号的模数转换，为了保证信号处理的速度和精度，必须具有较高的转换速率和转换精度，因为滤波器输出的模拟信号为双极性信号，所以A/D转换器的信号输入范围应满足正负信号的采样要求。Maxim公司推出的MAX197是一款8通道、12位的高速A/D转换芯片。采用单一电源+5V供电，单次转换时间仅为6μs，采样速率可达100k/s，可通过软件设置±10V、±5V、0～10V、0～5V等四种量程，可满足本系统的使用要求。

信号处理器是音频信号处理系统的核心部分，实现系统的初始化、信号采样、数据处理等功能。为了保证信号处理的实时性，采用C8051F310单片机作为数据处理器。全系统的工作流程见图4所示。

2.2 滤波器的设计

音频信号处理系统是用来在引信实验室动态性能试验时采集火工品爆炸声音信号的设备，其工作时离心机处在高速旋转的工作过程中，交流电机干扰（200～300kHz）、变频器干扰（800kHz左右），离心机旋转产生的机械噪声（15～25kHz），都会对它的信号采集产生影响，同时因为前端一般会混入50Hz的交流电源噪声，为了有效识别火工品爆炸声音，必须对各种背景噪声进行滤波。本系统使用时对响应速度要求较高，软件滤波的方法不可行，应选用硬件滤波器对声音信号采集电路输出的信号进行滤波，然后送入A/D转换器进行模数转换。爆炸声音的频率范围集中在3～5kHz之间，为了可靠滤除背景噪声信号，需要一个具有尖锐截止特性的带通滤波器。

2.2.1 滤波器类型的选择

一般有源连续滤波器有以下类型：

（1）巴特沃斯（Butterworth）型滤波器在通带和止带内没有复杂的纹波。相位响应的线性特性比较好。但是接近通带的止带衰减不够快，即滚降特性不太好。

（2）切比雪夫（Chebyshev）型滤波器是为了在接近通带的止带产生最佳的衰减，即具有最快的滚降。但是它在相位上不是线性的，不同的频率分量要受到不同时间延迟的支配，而且会在通带或者止带内产生纹波。

（3）椭圆函数（ Elliptic）型滤波器可以产生比切比雪夫型或巴特沃斯型滤波器更陡峭的滚降，不过却在通带和止带内同时引入了内容复杂的纹波，并造成较强的非线性相位响应。

本系统设计中所需要的带通滤波器，要在接近通带的止带产生比较好的衰减，并且滤波器阶数在满足要求的前提下应尽可能小。切比雪夫型滤波器具有比较快的滚降，相位响应基本满足要求，且相对其他滤波方式完成相同的指标所需阶数较小。经过权衡取舍，选择了切比雪夫型滤波器来设计带通滤波器。

2.2.2 滤波器器件的选择

普通硬件有源滤波器由运算放大器和R、C组成，虽然比较容易实现，但参数调试困难，而且当工作频率较高时，元件周围的杂散电容将会严重影响滤波器的特性，使其偏离预定的工作状态。Maxim公司生产的MAX274是一种连续时间有源滤波器，内部有4个2 阶状态可变滤波器单元，可实现巴特沃斯型、切比雪夫型、椭圆函数型以及贝赛尔（ Bessel）全通型滤波器。采用MAX274设计滤波器的优点有：

（1）电路简单，不需外接电容，根据设计要求，每个滤波单元只需外接4个编程电阻，即可实现从100Hz～150kHz的低通、带通滤波；

（2）Maxim公司网站提供了免费的专用设计软件，免去了人工复杂计算；

（3）MAX274是单片集成结构，高频工作时基本不受杂散电容的影响，对电阻误差也不敏感；

（4）所设计滤波器的中心频率、转折频率、Q 值以及放大倍数等都可由外加电阻加以确定，参数调整十分方便；

（5）由于放大倍数可调， 所以常常设计成与后续模数转换器直接接口的形式，省却了放大电路；

（6）该芯片为连续时间型，比开关型滤波器噪声低、动态特性好；并且不需要时钟，故没有时钟噪声。

其外部接口图见图5所示。

2.2.3 滤波器参数的确定

利用MAX274设计一个滤波器的计算量很大，阶数越多，计算越困难。为此，Maxim公司提供了免费的设计软件，该软件可根据所要求的滤波器形式，计算出滤波器阶数、极点值、Q值和电阻大小，省去了人工计算。其设计步骤如下：

（1）通过在软件主选单上选择滤波器的类型并进入设置各个参数（通带频率f1=3.5kHz， f2=5.5kHz，阻带频率fs1=2.5kHz，fs2=7.7 kHz，通带最大衰减Amax=1 dB，阻带最小衰减Amin=30dB，阶数m=6） 。

（2）设置完成后退回主选单进行硬件设置，可以得到各个二阶节的参数，包括中心频率f0、品质因数Q值、增益和电阻值，各个参数还可根据实际情况修改，一般除增益与电阻值外其他参数较少修改。设置完各项参数后，可对各个二阶节的电阻值进行修改并标准化，以配合实际调试。如果电阻值超过5 MΩ，为防止寄生电容的影响，可以通过软件直接将电阻转化为等值的T 型网络。最后把各个二阶节按Q 值的大小由低到高顺序排列，以获得较大的动态响应范围。

（3）设置完电阻后可观察各个二阶节的幅频特性和相频特性，方便验证实际设计的每个二阶节的频谱。

（4）利用Maxim附带的软件设计出的频带范围为3.5 kHz～5.5kHz 的六阶切比雪夫型滤波器的各级电阻值为：第一级二阶节：R1=249.63kΩ，R2=567.309 kΩ，R3=1.032MΩ，R4=562.309kΩ；第二级二阶节：R1=404.719kΩ，R2=455.842kΩ，R3=404.719kΩ，R4=450.842 kΩ；第三级二阶节：R1=161.171kΩ，R2=366.277kΩ，R3=666.021kΩ，R4=361.277kΩ。

2.3 测量误差分析

音频信号处理系统对爆炸声音信号采集时，要经过运放MAX4468、滤波器，最后通过MAX197进行采样，模拟量的测试误差主要包括运放引进的误差和A/D转换器引进的误差两部分。

运放在工作中引入的误差主要体现在其失调、温漂等静态误差和带宽限制引起的动态误差。本设计中被测量频率较低，器件的带宽完全满足且有很大余量，可以忽略动态误差。静态误差是由很多因素引起的，设计中已经充分考虑了器件的阻抗匹配，并采用调零的方法对失调误差进行了补偿，但还必须考虑噪声、供电、温漂等因素带来的影响。根据运放的等效电路模型，得出运放的合成误差为：

（1）

（2）

上式中包含的等效静态参数的定义是：Z1是等效输入阻抗，ZL是负载的等效阻抗，rio是等效开环输入电阻，roo是等效开环输出电阻，Zf是等效反馈电阻，Aod是等效差模电压增益，Vos是等效输入失调电压，Fd是等效反馈系数。

查阅运放MAX4468的技术手册，获取上述参数值，代入式（1）计算得到Vo≈0.201mV。

MAX197具有12位的分辨率，量化误差为1LSB，当采样量程为±5V时，引进误差约为2.44mV。

综上所述，可知系统对声音信号的采集误差约为2.641mV。声音信号采集电路输出信号的上升率大约为2V/ms，测量误差在信号采样时对时间带来的影响约为1.32ns。所以整个采集电路完全满足声音信号的测试精度要求，测试结果可信度高。

3 试验验证

音频信号处理系统独立安装在离心机台体中，实时采集被测引信火工品作用时的爆炸声音信号，并输出计时停止信号给电性能测试系统。其验证过程分滤波器性能仿真和整机性能测试两部分。

3.1 滤波器性能仿真

由于Maxim提供的软件仿真出来的频谱图并不十分精确，而且无法观察级联起来后的频谱，首先在MATLAB下完成仿真得到更加精确的频谱。仿真可根据二阶节的内部结构得到输入比带通输出的传递函数：

（3）

式中： C=79.5 pF。

把设计软件中得到的每个二阶节的电阻值代入相应的传递函数中，再把每个二阶节的传递函数相乘，可以得到最后输出的幅频响应，见图6实线部分。

设计中，实际能实现的电阻阻值与计算值之间有一定的误差，即使使用可调电阻，也存在误差。因此要对电阻值进行取舍，一般只要误差不超过5%，电阻值对滤波器波形的影响就不大，基本可以满足要求。

在实际调整电阻值过程中要遵循以下简单的原则：R1的阻值与增益成反比， R3的阻值与品质因数Q成正比，R2与R4的阻值分别与带宽成反比。

实际调试后，得出了比较令人满意的幅频响应，见图6虚线部分。调整之后的各级电阻值是：第一级二阶滤波器：R1=240kΩ，R2=560kΩ，R3=1.0MΩ，R4=820kΩ；第二级二阶节：R1=390kΩ，R2=430kΩ，R3=390kΩ，R4=620kΩ；第三级二阶节：R1=160kΩ，R2=360kΩ，R3=620kΩ，R4=390 kΩ。

3.2 整机性能测试

按照仿真得到的结果，调整滤波器电路参数值，利用音频信号处理系统对不同型号火工品，进行实际的爆炸声音信号采集，同时利用示波器对测试信号进行监测，实际火工品爆炸声音测试信号见图7所示，经过多次试验均可靠监测到火工品的爆炸声音信号，证明音频信号处理系统性能稳定，工作可靠，不同型号火工品因为爆炸声音强度不同，所以系统的反应时间略有不同，但平均响应时间都在3ms左右，满足使用要求。表1中列出了不同型号火工品作用时的系统响应时间测量值。

4 结论

本文提出的电子时间引信计时终点信号采集方法，是在电子时间引信实验室动态性能试验系统中，利用音频信号处理系统自动采集火工品爆炸声音信号。试验验证结果表明，该方法可大大提高采集火工品爆炸声音信号的准确度，且相应速度快，系统性能稳定可靠，实现了对电子时间引信计时终点的有效采集，系统响应时间可满足电子时间引信计时精度考核的要求。该方法已在某型火箭弹引信实验室动态综合性能检测系统中得到应用。

参考文献

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第8篇：滤波器设计论文范文

关键词:光子晶体光纤 掺铒波导放大器阵列波导光栅光分插复用器 光交叉连接器

中图分类号: TN801文献标识码:A文章编号:1007-3973 (2010) 07-072-03

近年来,人们日益膨胀的信息需求,刺激了全球通信业务的迅猛增长,为光纤通信网的发展带来了巨大的机遇和挑战。密集波分复用(dense wavelength division multiplexing, DWDM)技术能够在一根光纤上同时传送超过200个波长信号,使光纤传输系统的容量达到10Tb/s以上,是目前最具吸引力的光域复用技术。以DWDM技术为核心的光纤通信系统采用光交换技术从本质上降低或消除了系统对光电转换和光电处理的需求,推动光纤通信系统向着超高速、大容量的全光网络方向迈进。

DWDM系统的优势要依赖关键光器件的优越性能才能充分发挥。新型光器件是推动DWDM系统速度、容量不断跃上新台阶的物质基础,因而成为近年来研究的热点内容。DWDM系统涉及的主要光器件有光纤、波分复用/解复用器、光放大器、光分插复用器和光交叉连接器等。

1光子晶体光纤

目前工程中广泛应用的光纤是G.652光纤,它在1550nm附近传输损耗最低,但偏振色散系数较大,要实现长距离、 高速率传输需要加入色散补偿光纤进行色散调节。

朗讯公司发明的全波光纤ALL-wave Fiber将光纤可利用的波长增加了100nm左右,相当于125个波长通道(100MHz通道间隔)。但是它在色散和非线性方面并没有很大改善。

光子晶体光纤(Photonic Crystal Fiber,PCF)利用光子带隙(Photonic Band Gap,PBG)来导光。原理如图1所示。PCF纤芯是在周期性的结构中抽取几个空气孔而构成。光波在空气孔形成的缺陷中传播。由于空气传导具有更低的本征散射损耗和吸收损耗,因此PCF的性能参数(色散、损耗、非线性效应等)要小于常规光纤。

图1PBG-PCF

结构合理的PCF具有极宽的通信带宽,可以在几乎全波段内实现单模传输。并且,即使放大光纤的结构尺寸,这种“无截止单模特性”仍能保持。目前,光子晶体光纤的模式面积已经达到普通光纤的十倍以上,这大大降低了光在芯中传输的光功率密度,减小了非线性效应。PCF在低于1.3um波长处可获得反常色散,同时保持单模传输,这是常规光纤无法做到的。改变空气孔的排列和大小,光线的色散和色散斜率会随之剧烈变化。合理设计的PCF可以获得超过-2000ps/nm•k m的色散值。普通单模光纤以二氧化硅为材料,不可避免的本征吸收和瑞利散射使得其能量消耗很高。而PCF具有极低的光波能量损耗(

2掺铒波导放大器

光放大器(optical amplifier,OA)的出现和发展解决了衰减对光网络传输速度和距离的限制、开创了1550nm频段的波分复用,是光纤通信发展史上的一个划时代事件。

掺铒波导放大器(Erbium Doped Waveguide Amplifier,EDWA)是继目前已经获得广泛应用的掺铒光纤放大器、半导体光放大器和光纤拉曼放大器之后的又一种具有发展前途的光放大器。

EDWA是由嵌入非晶体掺铒玻璃基片上的波导组成的。在波导中掺入高浓度的Er3+作为增益介质,利用光波导结构将抽运光能量约束在截面积非常小的区域。从而提高抽运光功率密度和有效作用长度,实现在1550nm波长内单位长度波导的高信号增益。EDWA中的泵浦激光器、泵浦复用器、绝缘器和平坦增益滤波器都可以集成在一个极小的封装之内。最小的EDWA模块体积只有1301mm3。

与半导体光放大器比较,EDWA的噪声指数低,振相关性低且无通道串扰。与掺铒光纤放大器比较,EDWA尺寸更小,成本低,便于集成,在特定节点可提供10dB左右的特定增益。

在接入网和城域网中,波分复用器、隔离器、调制器、光交叉连接器等器件都需要与放大器组合使用来补偿其损耗。在网络的多个地点安装少量的小放大器,显然可以获得更高的性价比。

3基于阵列波导光栅的光复用器和解复用器

DWDM系统中的光复用器和解复用器十分关键。实现方法有很多,有干涉滤光器型、光纤耦合器型、光栅型、集成光波导型等。

阵列波导光栅(arrayed waveguide grating, AWG)复用/解复用器属于集成光波导型,具有波长间隔小、通道平坦、低偏振相关性、低插入损耗性等优点,被认为是DWDM系统中光复用/解复用器最可行的实现方案。AWG是一种平面光波导的无源器件,基于平面光波回路技术,将输入波导、输出波导、阵列波导和两个平板波导(自由传播区域)集成在同一个衬底上制成。

来自输入光纤的多波长信号经过AWG之后,在输出端的各个光纤上可以得到具有一定排列顺序的单波长信号。AWG具有双向传输特性,一个方向输入为复用方式,另一个方向输入为解复用方式。

为了达到DWDM系统的性能要求,复用/解复用器件必须满足插入损耗小、隔离度大、带内平坦、偏振不敏感、温度稳定性好、复用通路数多、尺寸小等特点。

目前AWG的制作技术不断进步,使得其性能有了很大提高。采用氟甲基丙烯聚合物,能够制造出信道间隔为0.65nm、14信道的AWG复用器。其3dB带宽为0.19nm,偏振导致的波长偏差仅为0.3nm,几乎是偏振不相关的。在阵列波导上放置一个有窗口的金属掩膜,可以将信道串扰降低到所希望的水平。采用该技术,在阵列波导数为81,输入/输出波导为32时,获得了10Hz间隔,串扰为-17～-30dB(TE模)和16～-27dB(TE模)的32信道AWG复用/解复器。另外,无热AWG控制技术使得AWG几乎可以做到对温度不敏感。而低损耗槽技术能够在100GHz信道间隔的16信道无热硅基AWG复用/解复用器中获得小于3.2dB的插入损耗。

4基于声光可调谐滤波器的光分插复用器

光交换是未来全光网中最为显著的特点之一,它既克服了电交换产生的速率瓶颈,又为智能光网络提供了技术保障。光交换技术可分为光路交换、光分组交换和光突发交换。

光路交换,又称为波长路由,是目前研究比较成熟的技术。波长路由利用动态路由和波长分配、通过光分插复用(Optical Add-Drop Multiplexes,OADM)设备光交叉连接(Optical Cross Connect,OXC)设备,使信号回避电层处理直接通过透明的波长通道或“虚波长通道”(由波长值不同的一系列波长连接起来的一条光路)到达目的节点。

光分插复用器OADM是针对本地网络的关键节点设备,可以分为固定OADM和可配置OADM(ROADM)。后者能够根据网络环境的变化在一条DWDM链路中随意上下路几个波长,而不影响其它信号的透明传输。较之固定OADM更加灵活。一个功能齐备的OADM节点主要包括分插滤波模块、上/下路控制单元、光功率均衡单元、色散补偿单元、保护倒换模块、网元管理单元和光功率监测单元。波长信道的上下路是OADM节点的核心功能,实现技术已有很多,按组成方式可做如下分类:

(1) 分波器+波长交换单元+合波器

(2) 耦合单元+滤波单元+合波器

(3) 波导型OADM

(4) 基于阵列波导光栅

(5) 基于声光可调谐滤波器(acousto-optic tunable filter,AOTF)

基于AOTF的可配置OADM是目前的研究热点。基于LiNbO3晶体的波导型声光滤波器由嵌在LiNbO3晶体中的钛波导组成。结构如图2所示,包括两个对称的偏振分束器(polarization beam splitter,PBS),中间是声光模式转换器。输入光被第一个偏振分束器分为两个方向相互垂直的偏振态(TE/TM)沿着波导两臂传播。射频信号将声波引入波导并沿声表面波导传播,引起光波导折射率呈周期性的调制,折射率的变化引起被选择的波长偏振方向发生变化,TE模式变为TM模式,TM模式变为TE模式,其它光的偏振模式不变。波长的选择由声波的频率决定。第二个偏振分束器用来将被选择的光从入射光中分离出来经下路端口输出,而其他光经直通端口输出。上路波长经上路端口输入,在相应频率声波作用下,模式转换后由直通端口输出。从当输入多个声波频率时,还能实现多路波长同时上下路。

图2AOTF工作原理图

较之其他的OADM方案,基于AOTF的OADM波长寻址范围大、没有可移动的部件、调谐速度快而且隔离度高。AOTF便于集成,有利于减小OADM系统的体积。

5基于光纤Bragg光栅的光交叉连接器

光交叉连接(OXC)能够使不同输入链路间的波长在光域上实现交叉连接,使单独的DWDM网和链路连接起来,形成全局性的DWDM网络。OXC节点的主要功能是实现波长级的波长选路和交叉连接。在此基础上实现波长指配(根据需要为进入光交叉连接的节点的光通道提供合适的波长,建立波长通道连接或者虚波长通道连接)、波长恢复和网络的重构。

基于光纤Bragg光栅(fiber Bragg gratings,FBG)的OXC能够将任何一条入口光纤上的任何一路波长交叉连接到任何一条出口光纤的一路相同波长上。这种波长选择交叉连接功能目前在网络中应用十分广泛。

一种新型的基于FBG的OXC基本结构如图3所示:

图3 新型的2无阻碍交换

一个环形器和两个可调FBG组成了2的OXC。通过调节FBG可以实现任意两路波长信号无阻碍地的平行或交叉连接。

波长为 1、 2的输入信号经输入端口1进入环形器,调节两个FBG使其布拉格反射波长分别为 1、 2,则波长、经FBG反射由输出端口1输出。当FBG的布拉格反射波长均偏离 1、 2时波长 1、 2经FBG透射,由输出端口2输出。若调节其中一个FBG布拉格反射波长为 1或者 2,可使得一个波长相对于输入交叉输出,另一个则平行输出。

以上述2的OXC为基本单元可以组成4的OXC结构如图4。完成任意四路波长信号无阻碍地平行或交叉连接。

图4新型的4无阻碍交换

这种结构OXC具有插入损耗小、使用器件少、可重构性好等优点。

6 结束语

DWDM技术在新的光纤通信系统中获得了越来越多的应用,正在从骨干网向城域网、接入网渗透。但光器件技术的局限影响了DWDM网络的普及和发展。国内外很多公司如Alcatel、华为,中兴等均致力于新型光器件的研究和开发,并不断取得新的进展。未来功能强大、性能优越、价格低廉的新型器件必将促进DWDM网络的发展,加快全光网络进程。

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第9篇：滤波器设计论文范文

此“图外三谈谐波”为继“图外谈照明”、“图外再谈照明”的姊妹篇，亦系沉思指导实践环节教学，以“图外谈设计”形式，倡“弹指CAD，勿忘据理论”的工程观。

关键词 :电磁兼容; 谐波抑制;无功功率补偿; 功率因数;电能质量

Abstract： There are three articles of "discussion about harmonics without drawing:"For the “first” article refers to “general overview”, for the “second” refers to “control measures” and for the “third” refers to “discussion and suggestion”, which totally endows philosophy upon overall outline and comprehensive treatment of harmonics. This “third” article refers to the end section, it firstly introduces current practices; and then conduct discussion on two unsuccessful cases and one successful case; finally elaborates new thoughts and implementation procedures for comprehensive treatment. In view of undeveloped and imperfect technology, immature suggestions are only for references.

This article of the third "discussion about harmonics without drawing” is the sister section in succession of “discussion about lighting without drawing” and “re-discussion about lighting without drawing”, which is also the thinking teaching of instruction and practice. In form of “discussion designed without drawing”, the engineering concept of “advocating both CAD and theory” prevail.

Key words：Electromagnetic compatibility, harmonic suppression, reactive power compensation, power factor, quality of electric energy

中图分类号： R187+.7文献标识码：A文章编号：

1、当前作法

1.1谐波抑治

1.1.1主动治理为使系统少产生谐波，尽可能降低谐波染，制定了下列各类规定：

1.1.1.1建筑物

1.1.1.1.1民用建筑物与高压、超高压输电线和雷达站之间保持足够的安全距离；

1.1.1.1.2除医院医技楼、专业实验室等，建筑物内不设置大型有电磁辐射的装置、核辐射装置和电磁辐射较为严重的高频电子设备。必须安装这些设备的医技楼、专业实验室等必须采取屏蔽措施；

1.1.1.1.3大功率射频干扰源的设备及安装设备的建筑物应采取屏蔽措施---板屏蔽、网屏蔽、室屏蔽。

1.1.1.2电气线路

1.1.1.2.1民用建筑低压配电，尤其是对用电负荷主要为单相用电设备供电的配电干线设计中，中性线（N）的截面不小于相线截面积。而对大量集中使用计算机、电视等电子设备供电的场合，TN系统配电回路的N及PEN线的截面积不小于相线截面的2倍；

1.1.1.2.2电子设备和元件较多的配电线路，选用有中性线过流保护的开关电器，且适当加大断路器的断流容量，防止短路故障因谐波干扰导至断流容量不足而损坏开关和设备；

1.1.1.2.3为X光机、CT机，核磁共振机等设备供电的变压器及馈线，应当尽可能降低电源阻抗。

1.1.1.3防止电容器对谐波的放大

1.1.1.3.1适当调整电容器的安装位置，以改变网络参数；

1.1.1.3.2根据可能产生谐振的谐波次数，确定电容器的容量，或调整电容器投切分组容量，避开谐振点；

1.1.1.3.3在电容器回路中串联适当的空心电抗器，限制电容器支路的谐波电流。如为限制3～5次谐波电流，可安装相当于电容器容量4%～6%的串联电抗器；

1.1.2被动治理对系统己产生的谐波，采用了下列方式削弱、抑制：

1.1.2.1LC无源电力滤波器

1.1.2.1.1只对设计针对频率的谐波效果明显，对其它频率的谐波效果不明显；

1.1.2.1.2滤波效果与系统运行状况有关，当电网系统阻抗、频率变化时，谐波效果降低；

1.1.2.1.3特殊谐波或系统阻抗、频率的变化，可能与电网系统阻抗发生串联或并联谐振，造成电压波形畸变和谐波电流放大，引起无源滤波器过压、过流，甚至损坏，危及电网稳定；

1.1.2.1.4负载谐波电流过大时，可能引起无源滤波器过载，使之损坏，造成事故。

1.1.2.2有源电力滤波器几乎不受电网阻抗变化的影响，不存在谐波放大的危险，储能元件容量小。对变化的谐波动态跟踪补偿的有源滤波器，是治理电网谐波最有前途的措施。近年有源电力滤波器取得长足发展，国外虽有投入实际运行，我国还处于研制阶段，工程应用尚处于初期阶段。

1.2无功补偿

无功补偿与谐波抑治是关联最密切、难度最大、保障电网质量最重要的两方面。无功补偿的当前作法：

1.2.1同步调相机既能补偿固定的无功功率，也能对变化的无功功率动态补偿。但反应速度慢、损耗大、价昂，仅早期运用；

1.2.2并联电容器虽有发生谐振事故的可能，但方便、灵活、价廉，工程中广为应用。只是仅能补偿固定的无功；

1.2.3静止无功功率补偿装置(SVC)以快速变化的电抗、电容构成，能根据无功功率的需求，自动动态补偿无功功率，亦可调整电、减少过、减少电闪烁。然动态调节基波无功时产生大量谐波，影响其推广。此技术己成熟，应用较多为下列四种：

1.2.3.1自饱和电抗器(SR)：由负荷电流控制饱和电抗器的磁饱和程度，负荷变化时其电抗值随之变化，从而调节无功功率输出的大小；

1.2.3.2晶闸管控制电抗器(TCR)：通过改变控制角而改变导通时间，相当于调节电抗器的电抗达到改变无功功率输出的目的；

1.2.3.3晶闸管控制高漏电抗器(TCT)：原理同TCR，晶闸管断开时呈高电抗，接通时根据控制角调节无功功率输出的大小。因使用了变压器，可直接接入高侧；

1.2.3.4晶闸管投切电容器(TSC)：其晶闸管超前90°时接通并在断开前一直保持此控制角，如电为正弦波，则流过TSC的电流亦正弦波，故无谐波产生，但此TSC不能在导通期间改变无功功率输出的大小。

四种形式的静止无功功率补偿装置(SVC)电路及参数对比于图1及表1。从表1可见SR谐波来自磁饱和、非线性，TCR及TCT通过改变晶闸管控制角而调节电抗器的电抗，控制角大于90°时得不到交流电源的完整正弦波。此三种形式使用必考虑抑制它自生谐波，结构、设计必复杂。

1.2.4静止无功功率发生器(SVG)通过不同控制，既可发出无功功率(呈容性)，也能吸收无功功率(呈感性)。但功能单一，仅调节无功功率。

图1 四种形式静止无功功率补偿装置(SVC)电路

表1 四种形式静止无功功率补偿装置(SVC)性能对比

2、案例讨论

2.1案例1：某终端变电所装ABB公司生产的串联型谐波滤波器THF，感滤波效果欠明显。

究其原因，可能是此系统的三次谐波在终端变电所的终端变压器的绕组内己抵消，而THF滤波仅针对三次谐波,对其它高次谐波及无功补偿无能为力，所以感滤波效果欠明显。

建议：如仍用ABB公司产品，改用ABB公司新近生产的有源动态谐波滤波器：

⑴ PQFI---适用于大功率三相三线系统；

⑵ PQFM---适用于较小功率三相三线系统；

⑶ PQFK---适用于混合型负载(含中性线中有零序谐波)三相四线系统；

⑷ PQFS---适用于商业、住宅及轻工负载(带/不带中性线负载)三相四线/三相三线系统。

2.2案例2：某大厦工程选用某厂ZN-TSF智能型低压动态滤波补偿成套装置，亦感滤波效果欠明显。

究其原因，可能是此大厦工程用了大量UPS，系统含有大量谐波。而此智能型低压动态滤波补偿成套装置选用的是“标准抗谐振型”，仅适用于“含有少量谐波的系统”。

建议：如仍用此厂产品，改选“非标滤波型”，与制造厂协商按系统中谐波频率及容量针对性特殊设计、生产。费用会升高，但能有的放矢解问题。

2.3案例3：某设计办公楼0.4/0.23kV侧为单母线分段，两段母线分别各由一台Dyn11干式变压器供电，左段非线性负荷少，右段母线供负荷中大型UPS多，导致系统谐波超标(五次、七次谐波多，五次为68A)，电流畸变大(45%)。

2.3.1 原始条件原始系统测试数据见“表2案例3原始条件”；

2.3.2设计方案左段装调谐式电抗电容器柜，着力无功功率补偿；右段装一台70A有源电力滤波器滤除五、七次谐波，并配以调谐式电抗电容器柜着力无功补偿。一次电路总方案见“图2案例3系统概略图”；

图2 案例3系统概略图

2.3.3 安装位置排除效果不明显的电源入口及需增费用的设专用箱两方案，选用在分配电盘或负荷中心安装。集中治理、投资少、效率高、结构简、运行可靠、维护方便。

2.3.4测试结果：分析过程以美福禄克公司FLUKE-41B电能质量测试仪测试：至31阶次谐波的电压、电流及波

形；电压、电流有效值及频率；峰值、最大值、最小值、平均值及DC；功率、功率因数、谐波失真总量、峰值因数。筛选后的数据见“表3电容器投入前后”、“表4滤波器投入前后”。通过电容器投入前后、有源滤波器投入前后的瞬时电压及电流波形图、谐波电流频谱图、基波电流趋势图、功率因数变化趋势图、滤波效果(电压、电流波形图及柱状图)图，列表对比分析，效果较理想。

表2案例3原始条件

表3电容器投入前后

表4滤波器投入前后

3、综合治理

3.1新思路

3.1.1抑制谐波染和降低无功功率同时并举是针对电网电源质量品质的两项最关健指标、最复杂的技术难点的新举措，对提高电能质量有着十分重要的意义。

3.1.2双管其下可以协调降无功与抑谐波彼此的尺度，避免过度无功补偿导致谐振的危险，也是节省投资的技术经济皆顾及的综合行为。

3.1.3两类设备此两功能多彼此交叉，可合理安排，充分发挥各设备长项及能，为专用、昂价、高技术设备的选用、配搭进行了新探索、新尝试。

3.2实施步骤

当前情况下，从经济合理，技术可靠双方面出发，建议综合治理按步试行：

3.2.1先考虑无功功率补偿按常规计算出有功及无功负荷量，确定无功功率补偿量，从而略偏大地选定补偿电力电容。建议当前还是采用：

3.2.1.1巡测继电投切电容器的常规作法；

3.2.1.2晶闸管投切电容器的TSC法。

3.2.2考虑抑谐先测谐使用相应仪器检测系统的谐波次数及含量，除案例三外，检测仪器尚多，例如：

3.2.2.1TOPAS电能质量测试仪瑞士LEM公司生产，可连续跟踪测量，了解系统带负荷运行状态下的数据。此仪器参数指标为：

3.2.2.2FLUKE-41B谐波测试仪美国FLUKE福禄克公司生产，用于测量电压、电流的谐波情况及功率因数。此仪器参数指标为：

3.2.2.3 美FLUKE的电能质量分析仪还有：

3.2.2.3.1在线式---如FT2000L；

3.2.2.3.2便携式---如F1760专家型、1750三相电能记录型、F1740系列三相分析型、Norma系列宽频带型；

3.2.2.3.3手持式---如F430系列三相分析型、F1735三相记录型、F43B单相型、F345型。

3.2.3选用抑谐设备按前述原则，针对系统检测出的谐波次数及含量选用抑谐设备，而不是事先一无所知就盲目设计选型，重蹈案例一、二之覆辙。

3.2.4调试安装接线完毕，在相应仪器检测下对抑谐设备按系统参数进行现场实地调试，最好亦对两端极端状况作亦作调试。

3.2.5软件当前尚无充分理由必需使用“谐波综合治理系统软件包”智能处理，或许它是此谐波综合治理技术进一步发展、成熟后的所取。

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