滤波电路的设计与仿真精选(九篇)

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第1篇：滤波电路的设计与仿真范文

【关键词】微带滤波器;低通分布参数

Abstract：This paper introduces the specific parameters of microstrip low-pass filter of the production process.Data generation and the lumped parameter and distributed parameter is introduced in detail.The simulation results show that the circuit and parameters of this design can satisfy the design index.This design method has significance to development of low-pass filter.

Key words：MicrostripFilter;Low-Pass;Distribution Parameter

1.设计指标

本文设计针对最高工作频率为6GHz的微带滤波器，微带线基片厚度为1mm，相对介电常数为=2.65，预期最终达到以下指标：

（1）微带线特性电阻为50。

（2）最高工作频率为6GHz。

（3）带内衰减为0.1dB。

（4）在频率10GHz时衰减大于30dB。

（5）工作温度：-45℃～+65℃。

2.集总参数滤波电路设计

为了保证滤波器在6GHz处也能满足指标，特选取=6.5GHz，在=10GHz时，采用切比雪夫特性的滤波器，根据带外衰减陡度的要求确定滤波器的节数n，衰减波纹为1db，查表得到低通原型滤波器归一化元件参量值：

g1=2.1349 g2=1.0911 g3=3.0009 g4=1.0911 g5=2.1349 g6=1.0000

由归一化元件参数值换算成实际滤波器的集中参数元件参量值后，得到：

由此在ADS上进行集总参数低通滤波器的仿真，仿真结果表明，在10GHz该电路虽然能达到30dB的衰减，但是在6GHz通带内的带内波纹系数太大，无法满足预设的带内0.1dB的衰减。

因此也证明随着电路工作频率的升高，不再适合于使用集总参数元件构造滤波电路。一般情况下，当工作频率高于500MHz后，就不再适用于集总参数滤波电路。所以需要使用基于分布参数电路构建的滤波电路。

3.集总参数转换为分布参数方法

1）Richards变换：即利用一定长度的终端开路或者终端短路无耗传输线构造等效的电容或者电感，从而可以实现使用分布式参数电路替换集总参数滤波电路中的相应原件。

2）Kuroda规则：即是一种利用单位元件进行电路变换的规则（如图1所示）。

得到各个阻抗的大小值，乘以阻抗50得到真实阻抗值：Z1=Z5=2.468的实际值为123.4，Z2=Z4=0.412的实际值为20.6，Z3=0.3323的实际值为16.615，ZUE1=ZUE2=1.41的实际值为70.5，ZUE3=ZUE4=1.681的实际值为84.05。

图1 微带滤波器结构图

利用Richards变换将电感用短路线代替，电容用开路线代替。利用Kuroda将串联线变为并联线段，在滤波器的输入、输出端口引入两个单位元件，设计出的电路结构图如图1所示。

4.电路仿真设计

根据此设计结果，利用ADS软件调用微带部分的仿真结果进行联合仿真，得到分布参数电路原理图，进而得到版图，如图2所示，使用的板材是聚四氟乙烯玻璃纤维板F4B，相对介电常数εr为2.65，板厚1mm，覆铜厚度17um，结构。

图2 微带低通滤波电路

通过版图仿真特性图3，其S（2，1）可看出在6GHz里，通带衰减很小，一过6GHz后，衰减开始增大，当频率到达10GHz后达到了30db的衰减，基本满足微带线低通滤波器的设计要求。

图3 版图仿真特性图

5.总结

本文对于低通滤波器的制作，突出了分布参数低通滤波电路在中高端频率的优点。介绍了集总参数到分布参数的转换方法，其研究方法可以推广到类似滤波器的开发。

参考文献

[1]刘若冰，孙厚军，等.X波段微带高低阻抗线低通滤波器设计[J].微波学报，2012（8）：281-284.

第2篇：滤波电路的设计与仿真范文

基于课程特点以及电子技术的发展，传统的授课方式已不能适应日益发展的技术要求。在多年的教学实践与改革中，本教学中心不断探索，逐渐将现代电子设计自动化技术的新方法、新工具和新手段应用于教学环节。本文以“频率补偿电路”为例，讲述multisim仿真工具、filterlab滤波器设计软件、protel DXP电路设计软件等新工具在电子线路设计课程中的应用。

1 频率补偿电路设计

频率补偿电路是对某传感器电路模块（如图1所示）的高频特性进行补偿，使其-3dB截止频率为50KHz。

图1 传感器电路

经理论分析，该模块的传递函数为：

（1式）

由传递函数可得该系统的零点为（13.2kHz），二重极点为（6.6kHz）。采用零、极对消方式，对该模拟模块的高频特性进行频率补偿，则频率补偿电路的传递函数为：

（2式）

其中f1为频率补偿后系统的-3dB截止频率。

当S=0时，系统传递的为直流量，此时H0（s）=1，可求得K约为18.07

故 （3式）

由3式可知该频率补偿电路可由两个低通滤波电路和一个全通滤波电路并联而成。传递函数分别为为1、、 。由于常数A、B（正或负）的存在，低通滤波和带通滤波电路后还应加入放大或衰减电路（同相或反相）环节。

2 《电子技术课程设计》课程安排及要求

第一阶段：教师讲解整个设计系统要求、各项技术指标的含义，使学生对整个设计有初步了解和认识。同时完成学生的分组，两人一组自愿组合，做好前期准备。

第二阶段：教师系统地讲解整个设计中所需要用到的新技术和新工具，采用专题的方式讲解multisim仿真工具、filterlab滤波器设计软件、protel DXP电路设计软件，并安排学生辅以简单的练习，以达到初步掌握的目的。

第三阶段：学生根据设计内容，查找相关资料，对方案进行具体论证。用filterlab滤波器设计软件按要求设计两个低通滤波器，确定滤波器的电路形式及参数；用multisim仿真工具对各单元电路进行仿真，最终完成整体电路仿真，实现截止频率为50KHz。

第四阶段：学生完成电路板的制作，利用protel DXP电路设计软件完成原理图及PCB板绘制，并且完成PCB的制作及元器件的焊接、调试。

第五阶段：学生完成整个设计系统的整机联调，测试技术指标，完成设计报告。设计报告包括：系统方案论证；各单元电路参数的选择与计算；各单元仿真电路及仿真结果；各单元电路的调试及实际改进的电路图；系统测试结果；全文总结。

通过对“频率补偿电路的设计”这一电子线路设计课题，学生学会了multisim仿真工具、filterlab滤波器设计软件、protel DXP电路设计软件等新工具在电子线路设计中的应用。图3是学生利用multisim仿真工具得到的50KHz截止频率的波特图，图4是利用protel DXP电路设计软件完成了频率补偿电路的PCB板绘制。

由此可见，采用此种教学方法，学生不仅能够很好的使用新工具、新技术，而且清楚的掌握电子线路综合设计的一般方法和设计流程。通过具体设计的实现，能调动学生学习的积极性，加深对理论知识的理解，提高实际解决能力，有利于系统地、科学地培养学生的实际动手能力、工程设计能力及创新设计能力。

图3 multisim仿真50KHz截止频率的波特图

图4 频率补偿电路的PCB板

参考文献：

[1]谢自美.电子线路设计.实验.测试（第二版）[M].华中理工大学出版社.

[2]刘树棠.信号与系统（第二版） [M].西安交大.

[3]尹勇 李林凌.Multisim电路仿真入门与进阶[M].科学出版社.

[4]Filterlab 2.0 user’s guide，Microchip.

[5]马丕明等.一种“电子线路课程设计”教学平台[J].电子电气教学学报，第34卷，第2期，2012，4.

作者简介：

[1]汪文蝶，女，出生年月：1985年9月，硕士，初级实验室，四川师范大学 物理与电子工程学院，主要从事单片机、电子线路设计等研究工作。

第3篇：滤波电路的设计与仿真范文

“数字信号处理”课程是高等学校电子信息类专业的主干课程，理论概念复杂抽象，涉及到大量的数学推导过程，学生理解和掌握起来有一定难度。因此，很多高校以MATLAB软件作为仿真平台，完成一些基本理论和数字滤波器设计理论的仿真实验，这样对于学生理解数字信号处理的基本概念和理论有一定的帮助，但如何结合相关理论设计实际的DSP电路系统成为课程教学发展的主要瓶颈[1][2][3][4]。因此，我系开设了“DSP电路设计”课程，通过基于模型设计的现代电路设计流程，采用MATLAB软件和Xilinx公司的Zed Board开发板作为实践的软、硬件平台，为学生提供一个实现DSP系统较为完整的工程实现方法和流程。

1.基于模型设计的现代电路设计流程

Simulink[5]是基于模型设计的开发平台和工具，对动态系统进行模拟、仿真、分析。Simulink提的系统基本模型库包括各类信号源，信号终端，各种线性和非线性器件、连线、插件等;Simulink提供两种HDL代码自动生成工具：（1）HDL Coder可以将用户自定义的函数、Simulink 模型、和State?ow图生成简洁、可综合的 VHDL或者Verilog代码。（2）Filter Design HDL Coder可以将DSP系统工具箱设计的定点滤波器生成简洁、可综合的VHDL或者Verilog代码。电路的综合、布局布线、实现工具由Xilinx公司的ISE或者Vivado完成，整个设计流程如图1所示。

图1 基于模型设计的现代电路设计流程

2.理论课程部分

理论课程部分主要立足与Xilinx公司的ZedBoard板卡的硬件资源，并补充一些与实际应用紧密相关理论预算法。主要包括定点数与浮点数、数据量化、关键路径分析、加减乘除电路、乘累加单元电路、FIR滤波器、IIR滤波器在FPGA上的实现。为了锻炼学生实际系统的设计能力，还增加了CORDIC算法和在基带电路广泛应用的级联积分梳状 CIC（Cascade Integrator Comb）滤波器相关内容。通过理论知识与实际DSP系统的紧密衔接，帮助学生对理论知识的进一步深入理解。

3.实验课程部分

实验课程部分包括两部分：基础设计实验和综合设计实验[6]。实验平台软件采用Simulink完成模型设计与代码转换，Xilinx公司的Vivado完成代码的综合、布局布线、FPGA电路实现;硬件采用Xilinx公司最先进的7系列ZedBoard开发板。将先进的硬件和基于模型设计的现代电路设计流程融入到实验教学环境中，直接业界流行的工程开发流程接轨，这样有利于学生在未来工作环境中适应力德提升。

（1）基础设计实验

基础设计实验主要以模仿和验证为主，使学生快速掌握基于模型设计进行DSP系统的开发流程，熟悉ZedBoard开发板的硬件相关资源，为后续综合设计实验奠定良好基础。基础设计实验主要分为三 部分。

第一部分通过建立一个简单的DSP系统，让学生熟悉利用基于模型设计的现代电路设计流程实现DSP系统，并完成FPGA开发板上的调试。通过该部分实验，学生可了解 浮点系统与定点系统的区别，运算电路的数据溢出，数据位宽的量化，以及如何根据芯片逻辑资源规划电路的实现，进一步理解实际系统与理论的区别与联系。

第二部分设计一个复杂、完整的DSP系统，如图2所示。该系统包括信号源的输入和相关滤波器的设计，通过软硬件协同仿真的方式加深学生对于理论仿真与系统实际仿真的区别，提高学生在线调试DSP系统的能力。

图2 基于模型设计的软硬件协同仿真DSP系统

图3 GSM系统中的DDC滤波器组成

第三部分是主要是一些与课程理论相关的一些新技术知识的应用实验，例如GSM（Global System系for Mobile Communications）统中的DDC（Digital Down Converter）滤波器设计。输入信号的采样率为69.333MHz，输出信号的采样率为270.832MHz。为了满足设计规范要求，该DDC由三级滤波组成，如图3所示。第一级为CIC滤波器;第二级为补偿FIR滤波器，补偿第一级通带内的衰减;第三级为编程可调的FIR滤波器，完成DDC滤波器的总的通带增益和采样率调整。该实验涉及知识面有一定深度、模型设计复杂，实验的完成使学生进一步提高整个DSP系统的设计能力。

（2）综合设计实验

课程末期安排学生分组完成综合设计，设计题目是结合教师的教学工作和相关科研项目提出，例如：基带系统的信道编码系统设计、语音信号的数字滤波系统设计、图像信号消噪声滤波系统设计等。学生确定题目后，根据设计要求和实验平台，查阅资料，进行系统设计。实验成后现场演示实验结果，采用答辩方式说明设计思路及方案，提交实验设计报告。通过完成综合设计实验，学生可以提高团队合作的能力、综合应用相关知识解决实际问题的能力，为未来的实际工作奠定基础。

第4篇：滤波电路的设计与仿真范文

关键词：电调滤波器；通带插损；阻带抑制；谐振回路

中图分类号：TN41

文献标识码：B

文章编号：1004―373X(2008)04―107―03

1 引 言

通信对抗系统需要在复杂的信息环境下实现对信号的处理，需要滤波器实现信号的选择，滤波器主要应用于分离信号、抑制干扰，这是滤波器最广泛和最基本的应用。在这种应用中，他使所需要频率的信号顺利通过，对不需要的频率产生抑制。当前的通信系统随着实际的需要，要求滤波器低插损、低带内波动、高信号选择性，同时体积尽可能小，以满足灵敏度和动态范围的要求。电调滤波器具有体积小、工作频带宽的优点，可很好地抑制二阶组合信号，有着广阔的应用前景。

本文利用微波电路CAD设计软件，结合可靠的设计理论来进行电路设计，可以避开复杂的理论计算，极大地提高设计准确性和效率，，有效缩短研制周期，降低成本。Agilent公司的ADS软件由于其强大的功能而广泛应用于射频微波电路的仿真和优化设计。

2　理论分析

100～250 MHz的电调滤波器可采用LC电调谐振滤器设计方法，改变变容二极管的可调电容进行电调滤波，根据带宽，插入损耗，幅度一致性的综合要求对滤波器进行优化设计。

LC电调谐滤波器实际上就是同步调谐滤波器，他由若干个中心频率调谐于Wo的并联谐振回路组成之所以用并联形式，由于串联时偏置回路复杂，至少需要一个电阻且电感的杂散电容不易被吸收。选择同步调谐滤波器的一个关键要素在于这种滤波器能够以简单的电路形式实现电调谐，而其他形式的滤波器并非不能实现电调谐而是要实现电调谐的电路较复杂，且所需变容管种类多，其电特性也极不易同时满足需要。设计LC电调谐滤波器实际相当于设计谐振放大器，只是这里变容管成为电路的核心。现对变容管谐振电路略做讨论和分析。

2.1 变容二极管谐振回路

图1和图2给出2种基本变容二极管并联谐振回路。在图1所示电路中，调谐电压通过扼流电感和偏置电阻Rb加到变容管上，串联电容s使交流电路闭合，同时把变容管的负极与并联电感隔离开，从而使调谐电压能正确加载。电路中还并联了一个固定电容Gpo放在偏置电阻前的退耦电容容量很大，相当于交流接地，故在后续的讨论中可不予考虑。对高频交流信号而言，偏置电阻和串联电容是并联的。通过网络变换将其变换到并联谐振回路中，该等效并联电阻Rc为：

该假设具备一般的代表意义，因为实际电路中，串联电容Cs的值取通常取得尽可能大，而并联电容cp取值则尽量小。这种电路中，偏置电阻Rb的影响要比在图1所示电路大。所以一般说来，图1比图2所示电路更为可取。但在希望通过偏置电阻Rb增加谐振电路在频率高端处的衰减时例外。

2.2 变容管谐振回路中的并联和串联电容

电容通常和变容二极管串联，为了闭合交流电路，同时考虑到加直流电压的便利，一般把变容管的一端和电路其他部分隔开，使调谐电压能直接加在二极管上，串联电容Cs应尽量大以便有效电容变化不受影响，然而在一些情况下却不是如此，例如在接收机的振荡电路中，中频和接收频率处于同一数量级时，串联电容的影响必需考虑。在变容管结电容Gtot串联一个电容cs后，调谐电容值减少为：

图1到图2所示的并联电容Cp总是存在的。因为电感线圈匝间电容是不可避免的，每个电感均有其自电容，把这个自电容等效为并联的电容Cp，且认为是无耗的，则总的调谐电容值升高。如果Cs足够大，可以忽略他的影响，则得到有效调谐电容为：

由式(11)不难看出，即使并联电容相Cp当小，也能引起有效电容变比的明显下降。因此设计电路时就必须使电感的自电容尽可能地小。

2.3 变容管谐振回路的调谐范围

考虑图1所示变容管谐振电路，不难看出回路的频率调谐范围依赖于变容管的有效电容变比和电路中并、串联电容的大小。

经过简单的计算可得到如下调谐比表达式：

2.4 变容管谐振回路的跟踪

一些设备要求在调谐时，2个或多个同时调谐的电路之间的频率关系保持恒定，即称之为跟踪(Tracking)。这要求各变容管在任意调谐电压时的偏差均很小。在要求覆盖相同的频率宽度，但各自的起止频率不同时。(比如超外差式接收机中本振和射频电路就是这样)，就需要特别留意减小跟踪误差。根据前述对不同的变容管，可以通过串联或并联不同的电容来减小跟踪误差，其所必须预先考虑的频偏可描述为：

3 电路仿真

通常，电调谐滤波采用双极点调谐滤波，谐振回路分为串联谐振回路和并联谐振回路，通过电感或电容进行耦合。此电调滤波器采用的是并联谐振回路，用电感进行耦合。在进行仿真之前，需要建立仿真模型和设计各种参数。基于以上模型，利用ADS软件对电调滤波器进行电路设计和仿真。由于系统要求对该电调滤波器进行AGC控制，所以在仿真时加入双栅FET。传输函数szi、频率范围设在10～350 MHz、电容在2.6～39 pF之间变化，仿真使用的放大器是NE25118。最终的ADS模型仿真结果如下面两组曲线所示。若LC滤波器不使用放大器，仿真结果中可以看出滤波器的插损在2～3dB左右。

4　试验结果及讨论

仿真后依照仿真的结果选择印制板材料FR4，厚度，设计PCB微带线宽高比，在进行结构设计及装配时，一定要考虑结构紧凑、合理，最后用惠普公司的网络分析仪来测试滤波器。

元件品质因素Q不够大，会在截至范围内使频率响应下凹或变圆滑，有限的Q值也将引起任意阻带的零点附近的抑制变差，使得滤波器的插入损耗增加。所以使用Q值较大的变容二极管和电感时，滤波器波形得到明显改善，但由于实际原因，测试时用的是国产变容管ZTV9800，Q值较低，所以对波形有一定的影响。由于考虑到在系统中，对此电调滤波器将进行AGC控制，即电路自适应地调整信号通道增益的装置能保证模拟信号不超出模拟器件的线型范围，所以项目采用工作频率在100～1300 MHz的双栅FETS888T作为放大器，由于实际采用的放大器和设计时用的放大器存在差异，放大倍数也不相同，故测试结果和仿真结果相比，得到的Szi。值不同，且波形也存在一定差异，这些问题有待进一步解决。图5，图6为在各个调谐电压(DC)下的测试结果。

加上不同的直流偏压时，变容二极管的电容值会发生改变，单个谐振器的谐振频率也发生变化，滤波器的中心频率相应地发生移动，从而实现滤波器的电调。

从测试中可以看出，调谐频率100～250 MHz，随着中心频率的增大，相对带宽虽略有所增大但变化不大，都是窄带滤波器。在增益方面，放上放大器以后，100～250 MHz频段内增益在7.5～12 dB之间，全频段幅度一致性在4 dB以内，带外抑制大于40 dB，并具有良好的温度性能和较小的插入损耗(选用GaAs高Q值的变容管可得到进一步改善)，符合实用要求，也和仿真结果相符合。

在理论上，滤波器的波形左右两边应该是大致对称的，但在测试结果中100 MHz左右有一个很陡的衰减是因为放大器的下限工作频率在100 MHz以上，所以100 MHz以下的信号没有得到放大而造成的。若能采用工作频率的起始频率在100 MHz以下的放大器，上图低频段的波形将会改善很多。值得一提的是，在有源滤波器中选择放大器时要慎重考虑放大器的直流失调和摆率限制等问题。

第5篇：滤波电路的设计与仿真范文

【关键词】multisim;稳压电源;仿真

Abstract：It is easy to change the parameter of the power circuit，it is intuitive to check waveform and numerical variation of the output voltage，which has high-accuracy simulation and without real hardware devices，improved efficiency of design，saving circuit cost，that is the series power supply circuit is simulated by multisim.

Keywords：Multisim;Power circuit;Simulate

1.引言

Multisim已经广泛应用于电子电路的分析和设计中，它不仅使得电路的设计和试验的周期缩短，还可以提高分析和设计能力，实现与实物试制和调试相互补充，最大限度地降低设计成本。使用Multisim软件来仿真电路，具有效率高、精度高、可靠性高和成本低等特点1。如今要用multisim设计一个单相小功率（小于100W）的直流稳压电源，电源的指标参数如下：（1）输入电压220V，50Hz;（2）输出直流电压范围：8V～13V，连续可调，额定输出电压为9V;（3）最大输出电流0.1A;（4）纹波系数低于0.1%。

从给出的条件可知，输入与输出之间电压值相差很大，故需要一个降压环节;经过降压以后的交流电还需变成单方向的直流电，这就是整流环节;但是其幅值变化很大，若作为电源去供给电子电路时，电路的工作状态也会随之发生变化而影响性能;需要利用滤波电路将其中的交流成分滤掉，留下直流成分;此时电源还受电网电压波动和负载变化的影响，故要稳压。所以要经过降压、整流、滤波、稳压四个步骤2，如图1所示。

图1 稳压电源的框图

又依据第4）点知电源的纹波系数很低，输出的电源的稳定性的质量很高（很低的纹波），又有较强的带负载能力，见第3）点，所以选用串联稳压电源电路来实现电路的仿真。串联稳压电源电路的结构见图2所示。

图2 串联稳压电源的结构

2.主要仿真元件的选取

2.1 变压器的选择

对比Ui=220V，Uomax=13V的值， 故选择降压后的电压值略大于13V，选择变压器的变比N=14，降压后电压U2≈16V。由于Multisim 对变压器的仿真效果不理想。所以直接选用U2≈16V，f=50Hz的交流电源AC_POWER，见图3。

2.2 二极管的选择

流过整流二极管的正向电流ID>0.45U2/R，反向峰值电压URM>2U2

即：ID>=0.01A，URM>45V

选用multisim中的1N4003，见图3。

2.3 电容大小的选择

在负载变化时，相同电容的滤波效果不一样;在电容变化时，相同负载时其滤波效果也是不一样。总体的选取原则是RLC[3]，其中T=0.02S，即RLC，在表1至表2中仿真了不同的RL和C时输出电压中纹波的大小。图4是不同电容时滤波的输出电压的仿真波形。

2.4 稳压电路中调整管稳压管等选择

稳压管选用UZ =4.9V的稳压管作基准电压，因为输出电压为7V～14V，故在稳压环节中取样部分应该是可调的，应该满足

选用RW=R上=R下=1K，所以：

调整管的选择：因为输出最大电流0.1A，所以在稳压环节中由于调整管是和负载时串联的关系，负载流过的最大电流为0.1A，出于裕量选调整管的集电极的额定电流IC应该大于0.3A，选用调整管型号为ICZ655，它与BC548A构成达林顿管，提高带负载能力，满足最大电流为0.1A的要求。

3.仿真电路的绘制和仿真结果的对比

3.1 仿真电路的绘制

依据上面的分析，绘制电路如图3所示。

图3 串联稳压电源电路的仿真图

3.2 仿真数据对比

（1）开关J1、J3、J4闭合，观测整流、滤波后不同RL、C时输出电压的纹波值和输出电压的值。

当RL=1k和200欧时，改变电容的值，测出输出电压值及其纹波值见表1和表2。

表1 RL=1k不同电容值对应的值

C 纹波电压 Uo RLC

1000 uF 16.125 mV 15.31V 1s

470uF 16.831mV 15.219v 0.47s

220 uF 176 mV 15.197V 0.22s

20 uF 1.5V 13.425V 0.02

表2 RL=200欧不同电容值对应的值

C 纹波电压 Uo RLC

1000 uF 301.021mV 14.788V 0.2s

470uF 394.109mV 14.744V 0.094s

220 uF 769.382mV 14.221V 0.044s

20 uF 3.63V 10.566V 0.004

比较表1和表2可知负载改变时，特别是负载较重时，其纹波明显加大，输出电压UO的大小也与负载有关，负载越大，输出电压平均值越低。

增加C的容量，可以使得滤波的效果得到改善，但是在满足RLC后，输出电压UO的大小纹波的变化并不很明显，所以选用470uF的电容进行滤波。

（2）开关J1、J3、J5闭合，观测整流、滤波、稳压后输出电压的纹波值和输出电压的值。见表3所示。图4是电容为470uF时稳压前和稳压后输出电压Uo的波形对比，从仿真结果看，稳压后的波形更加平滑稳定。

表3 断开R7，连接R5稳压后的数值

负载RL 纹波电源压 Uo

R=空载 337.111u 9.088v

R=1K 656.375u 9.088v

R=500 656.375u 9.088v

R=200 656.375u 9.088v

R=100 656.375u 9.088v

对比表1～表3的数据可知，经稳压后，输出电压Uo的较稳定，其中的纹波值明显减小，基本为一定值，即约为0.6mV 。

纹波系数=纹波电压/输出电压

=0.6m/9*100%

=0.006%<0.1%

图4 稳压前后波形对比

输出电压UO的仿真测试值的范围为：

UOMAX=13.082V≈13V，UOMIN=6.957V≈7V

4.结束语

利用multisim仿真电源电路，可以直观的观测电路中的电压参数值，方便的查看关键点的波形，能提高电路的设计效率，节省实物电路的制作时间和成本，故值得大力推广应用[4]。

参考文献

[1]力.基于multisim8的电压串联负反馈放大器仿真[J].电子科技，2013，26：140-142.

[2]陈梓城.模拟电子技术应用[M].北京：高等教育出版社，2003.

[3]任俊园，李春然.电容滤波电路工作波形的multisim仿真分析[J].电子设计工程，2012，11：10-11.

第6篇：滤波电路的设计与仿真范文

摘要：本文介绍了一种70MHz信号窄带滤波器的设计过程和仿真结果，从论证、初步研制、二次研制和研制改进四个阶段进行了描述和分析，总结了此类滤波器设计的思路。

关键词：窄带滤波器 ADS仿真

1、概述

该滤波器为LC椭圆函数滤波器，用于70MHz信号窄带（带宽小于2MHz）滤波。中心频率：70MHz；带宽：1dB≥1MHz；带内驻波：≤1.5；差损：≤5dB；带外抑制：65M、75M≥20dB。

2、研制过程

2.1 论证阶段

电路设计及仿真见图1。

2.2初步研制阶段

按照图1中电路图绘制PCB板并进行装调，测得结果如图2。

通过比较仿真和实测结果，无论是从中心频率、差损还是带外抑制都有一定的区别，主要原因是滤波器节数太多，电容值和电感值误差累计造成的，改进应从两个方面进行，一方面应该减少滤波器节数，一方面应该使用精度更高的电容电感。

2.3 二次研制阶段

考虑到之前滤波器节数太多、元件数多，电路差损过大，且矩形系数较差，在二次研制阶段对滤波器的拓扑结构进行了重新设计，减少滤波器节数和元件个数，原理图及仿真结果如图3。

按此电路原理图绘制PCB板并进行装调，发现滤波器矩形系数符合设计目标，但是差损较大。经过分析，可能因为选用的电感电阻较大（0.6Ω）。

2.4研制改进阶段

针对上述原因，要降低滤波器的差损，必须要降低电感的直流电阻，但是成品电感由于封装限制，直流电阻都比较大，只有选取线经合适（0.2mm）的漆包线自制180nH的电感，替换掉原先电路中的成品电感，实测结果如图4。

3、研制过程中解决的主要问题

3.1 非标电容的等效代替

为使滤波器达到预期指标，在仿真设计时使用了许多非标电容（电容非厂家手册产品），如9.4p、156p等，在征询了滤波器厂家专业设计师的意见后，将标称电容并联用以等效非标电容，如9.4p电容可以用两个4.7p电容并联代替。另外，对滤波器指标影响较大的电容，如C5（33p）、C6（1.8p）等，虽然这些都是标称电容，但是由于电容本身存在误差，而这些误差可能会影响滤波器的指标，再考虑到仿真结果与实测结果的差异，因此这些电容也不能直接使用原标称值电容，也要由其它电容并联代替，如C5（33p）可由27p和5.6p并联代替，这样在滤波器指标不够的情况下，可以将5.6p电容改为3.9p、4.7p、6.8p等，而C5的值也相应的由原来的32.6p变为30.9p、31.7p、33.8p等，通过微调C5的值，来改善滤波器的指标。最后一点需要注意的是，电容并联代替仅适合低频电路以及对相位延迟要求并不严格的电路中，而对于70M的脉冲调制电路，电容并联代替几乎是完全等效的。

3.2 绕线电感的计算及制作

前面已经提到自制绕线电感的必要性，绕线电感有两种方式，一种是直接绕线制作电感，但是在缺少专业工具的情况下，电感的形状难以固定（电感绕线环排列不紧密、电感环易变形、直径不一致等），这些不可靠因素对电感影响较大。第二种方法是将漆包线绕在磁环上制作电感，由于有磁环支撑，有效解决了直接绕线的带来的各种问题，本次选择的磁环参数为磁导率为6，外径3.2mm，内径1.1mm，高度1.2mm，计算结果见图5，由结果可知，在该磁环上绕线11圈即得180nH电感，其直流阻抗理论值为0.04Ω，小于之前成品电感的直流电阻（0.6Ω）。需要注意的是在磁环上绕线，漆包线不必紧密排列，另外为保证可靠性，电感应用专用胶固定在印制板上。具体设计参数见图5。

第7篇：滤波电路的设计与仿真范文

关键词：二次寄生通带抑制 微带滤波器 倒置转换 Richards变换

中图分类号：TN713 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2013）03（c）-0009-02

A Micro-Strip Filter with Powerful Suppression in the Second Spurious Band Based on Immittance Inverters

Guo Xuefeng， Fang Lijun

（No.38 Research Institute of CETC， Anhui Hefei 230088， China）

Abstract：From the prototype of Butterworth band-pass filter， using immittance inverters and Richards transformation， a micro-strip filter with powerful suppression in the second spurious band is designed. The simulation results show that the 3dB pass-band is 4.1～4.9 GHz， and the suppression on the second spurious band is larger than 50dB. The design methods introduced here are simple， high efficiency， and universal. The final micro-strip filter has a small structure and is easy to manufacture.

Key words：the second spurious band suppression；micro-strip filter；immittance inverter；Richards transformation

频率源的谐波输出会影响混频器的线性度，通常需要一个带通滤波器抑制频率源输出的高次谐波信号。在低频段，基于Butterworth或Chebyshev原型的LC滤波器能够满足这一应用。在微波频段，也有许多高性能的滤波器能够胜任这一工作，但大多数不能满足频率源小型化与集成化的设计要求。这时LC器件由于本身自谐振频率的限制而不能使用，微带滤波器成为一种较好的替代方法，如何设计高性能、小体积的微带滤波器成为必须解决的问题。

在微波频段，低通滤波器的实现可以对低通原型应用Richards变换和Kuroda规则得到[1]。但由于带通滤波器原型中含有的LC串联电路没有适用的Kuroda规则，因此无法进行转换。常用的微带带通滤波器是平行耦合线结构。缺点是该滤波器的频率响应具有周期性，在通带的谐波位置产生了寄生通带。微带滤波器寄生通的抑制方法通常有缺陷接地结构（DGS）和阶梯阻抗谐振器（SIR）[2]。但是这两种结构设计复杂，需要进行专门的学习和研究。

鉴于VCO谐波能量依次递减的规律，能够抑制二次谐波的滤波器就能够满足基本的工程应用。而Richards变换的特性使滤波器的频率响应被限制在[0，2f0]区间[3]，从而在二次谐波寄生通带处形成一个阻带。为了利用这一特点，本文应用倒置转换器把Butterworth带通滤波器中的串联LC电路变成能够应用Richards变换的并联LC电路，最终完成滤波器设计。仿真结果表明，滤波器3 dB通带范围4.1～4.9 GHz，对二次谐波处寄生通带的抑制大于50 dB。本文的设计方法简单高效，具有通用性；得到的微带滤波器结构小巧，易于实现。

1 倒置转换[4]

最简单的倒置转换器就是λ/4传输线段。如果传输线段的特性阻抗为Z0，其端接负载为Z2，则经λ/4传输线变换后的输入阻抗。可以看出Z1和Z2之间有倒置关系，Z2是容性，Z1就是感性。这样就可以用一个并联的LC谐振电路两边各接一段λ/4传输线等效串联的LC谐振器。假设串联谐振电路的电感量Ls，电容量Cs；并联谐振电路的电感量Lp，电容量Cp，λ/4传输线特征阻抗Z0，它们之间有如下关系：

（1）

2 滤波器设计

本文的设计目标是一个中心频率 4.5 GHz，通带800 MHz，二次寄生通带抑制度50 dB的带通滤波器。首先按照Butterworth原型设计滤波器。按式（1）式的关系做倒置转换，把串联LC谐振电路变成λ/4传输线和并联谐振电路。为了微带线布线方便，设置λ/4传输线的特征阻抗为100 Ω，然后应用Richards规则，将并联接地的电容电感替换成并联开路或短路短截线。变换成微带电路之后的仿真结果示于图1。

对理想微带滤波器的仿真表明，由于微带线周期性的频率特性，滤波器的频率响应也呈现周期特性，LC滤波器的频率响应被限制在[0，2f0]区间，在偶次谐波处表现为阻带，在奇次谐波出表现为寄生通带，而常用的平行耦合线带通滤波器在每个谐波处都有寄生通带。版图中两端为50 Ω微带线，短路短截线通过接地孔接地。

由原理图直接生成的版图虽然可以制作，但面积过大，不宜应用。这里对Richards变换做了一些调整，也就是不用λ/8的传输线做短截线，而是把短路短截线的特征阻抗做成100 Ω，并尽量短；开路短截线做成扇形，不但减小了短截线的面积，改善了滤波器性能，还具有一定的美观性[5]。图2是HFSS中的滤波器模型。最终的滤波器面积较小，仅为16.1 mm×8.4 mm。

调整后的版图减小了滤波器的面积，但对频率响应有一定影响。首先是通带频率便窄，这一点可以通过将LC滤波器原型的通带加宽进行补偿。其次是滤波器的频率响应不再具有规则的尖锐的阻带特性。图3是仿真结果，可以看出，由于Richards变换没有使用λ/8的传输线做短截线，导致阻带最低点没有落在二次谐波处。虽然阻带频率有偏移，但滤波器在二次谐波处有50 dB的插损，仍然满足本文的使用条件。最终滤波器仿真结果为3 dB通带频率4.1～4.9 GHz，对二次的谐波抑制达到50 dB。

3 结语

频率源输出端口链接的带通滤波器能够抑制频率源输出的高次谐波，提高混频器的线性度，不可省略。为适应频率源小型化和集成化的趋势，可以采用微带滤波器完成这一功能。微带滤波器具有易集成的优势，但通常谐波抑制性能较差。利用微带线的频率周期特性，可以设计出具有很强二次寄生通带抑制性能的带通滤波器。本文从LC滤波器的原型出发，完整地阐述了LC带通滤波器到微带滤波器的转换方法，并设计了一个微带带通滤波器。这种滤波器的设计方法简单高效，具有通用性；得到的微带滤波器结构小巧，易于实现；且比常用的平行耦合线带通滤波器有更好的寄生通带抑制作用。这种滤波器不仅可以用在频率源的输出端，也可以用在混频器后，或任何二次谐波较严重的地方。

参考文献

[1]王汉江，吴姣，杨维明，等.基于Richards变换与Kuroda规则的微带低通滤波器的设计仿真[J].湖北大学学报，2010（4）：398-402.

[2]冯丰.微波滤波器寄生通带的抑制方法研究[D].上海：上海交通大学，2007.

[3]ReinholdLudwing，PavelBretchko.射频电路设计：理论与应用[M].王子宇，张肇仪，徐承和，等，译.北京：电子工业出版社，2002.

第8篇：滤波电路的设计与仿真范文

【关键词】图书馆 声音信号 提醒 电路

图书馆是读书、学习的场所，对于没有固定教室的中学校园，更是学生重要的学习场所。然而，某些人讲话音量过大会给其他人带来干扰。近年来，电视等新闻媒体也在宣传中国人出国旅游应该学会低声谈话，维持公共场所的安静。为此，本文提出一种成本低廉并且可以大规模部署的音量检测电路，通过音量检测自动、及时的提醒大音量发声人，从而保持良好的阅读环境。

1 电路设计方案

1.1 系统组成与工作原理

系统组成框图如图1所示。声音信号被麦克风（MIC）采集后，经过放大、滤波整形后与事先设定的阈值电压进行比较，将比较结果作为输入信号传给LED灯。阈值设定利用电阻分压原理，通过改变滑动变阻器的阻值来调节阈值电压。考虑到声音信号的不连续性，在滤波整形模块中利用RC电路对信号进行延时和平滑，避免LED灯的频繁闪烁，从而更好的实现提醒的目的。

1.2 各模块原理

声音信号采集及放大电路：声音信号由驻极体传声器采集后信号幅值为毫伏级别，需要进行放大。采用MAX9812芯片，其封装尺寸小，内置低噪声麦克风偏置，该语音模块固定增益20dB，对语音信号进行放到然后输出。

滤波模块：语音的频率大约在100Hz-10，000Hz，但是图书馆内谈话的主要频率在100-1000Hz。为了避免其它频段的杂音信号，本文设计低通滤波器将高频杂音信号滤除，取截止频率ωc=1kHz

信号整形模块：语音为交流信号，通过整形电路来延长峰值的衰减时间，从而避免LED的频繁闪烁。通过如图2所示的信号整形电路来捕捉信号最高幅值并保持一段时间，以达到延时的效果。取C5=100μF，R5=100kΩ，此处C5的取值决定充电时间，取值越大充电时间越长；R5的取值决定放电时间，取值越大放电时间越长。

阈值比较电路：如图3所示，通过调节滑动变阻器R9的阻值，来改变比较器同相输入端的电压，达到调整阈值的功能，当噪声音量超过阈值时，比较器输出低电平使LED灯变亮。此处的滑动变阻器可使用多段位电阻来代替，从而更方便的调整阀值。

2 仿真验证

为了验证整体设计和各模块的可行性，使用Multisim进行在线仿真。Multisim是美国国家仪器（NI）有限公司推出的以Windows为基础的仿真工具，适用于模拟/数字电路板的设计及仿真。本文提出的音量提醒系统采用图4所示的电路进行仿真。

在设计中滤波和整形模块尤为重要，我们首先对滤波模块进行独立验证，输入分别为200Hz、1kHz和2kHz的正弦信号，实验结果如图5所示。可以看出该滤波模块能够很好的通过1kHz以内的信号，而对1kHz以上信号有较好的过滤作用。为了避免不连续的语音信号带来的LED频繁闪烁，通过整形电路来延长衰减时间。整形电路实现的效果如图6所示，图中蓝色为整形前波形，红色为整形后波形，原始信号从4V幅度降为2V幅度的变化过程。

3 实验验证

为了进一步验证该音量提醒方法的可行性，我们用实物进行实验验证，实验用电路如图7所示。在本次实验中，对实验效果、功耗进行了统计和测量。通过调节滑动变阻器，音量阈值最低约为15分贝（测量距离50cm）。当发声人停止发生后，指示灯经过平均2.5s后熄纭Mü测量各个运行状态参数，计算功耗如表1所示。

4 结束语

本文提出了一种用于图书馆音量提醒的实验方法和电路，通过仿真和实验两种方法验证了该方法的可行性和有效性。由于采用无控制器纯电路的方案，整体功耗和使用调试难度都得以降低。同时支持手动调节比较阈值，使应用更加方便。本论文旨在利用所学到的知识提高图书馆等公共场所的环境，让我们更好的读书。

参考文献

[1]寇戈，蒋立平.模拟电路与数字电路[M].北京：电子工业出版社，2008.

[2]培根，清褒.Multisim 10计算机虚拟仿真实验室[M].北京：电子工业出版社，2008.

[3]林占江著.电子测量实验教程[M].北京：电子工业出版社，2010.

第9篇：滤波电路的设计与仿真范文

关键词：带通滤波器；微带线；传输线；ADS

1.引言

随着近年来无线通信技术的迅猛发展，微波滤波器已经成为作为辨别分离有用和无用资源的重要部件，并大量使用于通信系统领域，其性能的优越直接影响整个通信系统的质量。现代通信对微波滤波器的整体要求越来越高，以求得到更加微小化、轻量化、集成化的高性能低成本的滤波器。本文设计运用微带滤波器印刷电路的方法，可以满足尺寸小、成本低且性能稳定的要求，被广泛运用于无线通信系统中。目前在无线通信系统领域中，微波滤波器的种类日益增多，性能和设计方法各有差异。但总体来看，微波滤波器的设计大都采用从集总参数的低通原型滤波器出发经过一系列变换得到的。本章讨论的是平行耦合微带线带通滤波器的设计，它同样是基于集总参数低通原型滤波器出发，经过等效变换可以得到与带通滤波器相应的低通原型模型，再经过阻抗倒置变换或导纳变换便可以得到相应的带通滤波器的设计模型及相关参数。本文首先介绍微带线带通滤波器的设计原理，然后根据基本原理推导出滤波器的相关参数，再运用ADS软件进行制作、优化和仿真，最后将完整的设计图纸和相关参数拿到工厂加工制成成品。为了验证该微带线带通滤波器的设计和仿真的正确性，本文采用网络分析仪对该滤波器进行了相关测试，测试结果和仿真效果相吻合。

2.微带线带通滤波器的设计原理及设计过程

根据滤波器综合理论，低通原型滤波器是设计其他滤波器的基础。本文设计的带通滤波器同样是在低通原型滤波器的基础上经过变换得到的。图1展示的是集总参数低通原型滤波器到集总参数带通滤波器的变换过程。该图说明根据带通滤波器的频率特性而言，（在通带内）串联臂应采用串联谐振为低阻抗，并联臂应采用并联谐振为高阻抗。而微带线带通滤波器的设计也是在上述变换原理的基础上扩展得到的。一般来说，与微波带通滤波器相应的低通原型有两种模型。一种是电感输入式电路，经变换后为含阻抗K的变换器，另一种是电容式输入电路，经变换后为含导纳J的变换器。

该两种电路互为对偶，衰减特性相同，且都可以转换成等效的带通滤波器。本文设计采用电容式输

入电路，运用导纳倒置变换原理来完成设计。由于阻抗倒置变换和导纳倒置变换的变换原理相似，

图1低通滤波器到带通滤波器的转换

因此本文只对导纳倒置变换原理进行详述。

当平行耦合微带线的长度为l=λ/4时，有带通滤波的特性，但其不能提供陡峭的通带到阻带过渡，但将多个耦合微带线单元级连后便可以具有良好的滤波特性。设计这种微带线带通滤波器最为关键的一步就是把上述的低通原型用K或J变换器变换为变形低通，再运用阻抗倒置或导纳倒置变换得出最后的变换形式。由于本文设计选用的是导纳倒置变换，所以下面介绍导纳倒置变换的具体变换过程。设计步骤的前两步就是确定中各元件的归一化值，并选定电容式输入电路。第3步经过变换得图2（a），它表示含有导纳倒置变换器的变形低通原型。图2（b）表示从图2（a）导出的带通滤波器，图2（c）表示用电纳斜率参量表示的微波带通滤波器。即到图2（c）就是从含低通原型到含J微波带通滤波器的变换的全过程。经过上述变换，我们可以得出含导纳倒置变换器J的微波带通滤波器的

图2（a）含有导纳倒置变换器的变形低通原型

图2（b）从图2（a）导出的带通滤波器

图2（c）用电纳斜率参量表示的微波带通滤波器

实用公式为电纳斜率：

根据上述公式可以计算出耦合微带线各节奇偶模的特性阻抗，根据奇偶模的特性阻抗，运用ADS软件可以确定微带线带通滤波器每节微带线的尺寸关系。

下面讲述的是本文运用导纳倒置变换原理并结合ADS软件来设计一个平行耦合微带线带通滤波器的具体过程。该平行耦合微带线带通滤波器的设计指标如下：

平行耦合微带线带通滤波器要求3阶，带内波纹为0.5dB，系统特性阻抗为50Ω。

带通滤波器的中心频率为2.1GHZ，带宽为10%，通带频率范围为2.0GHZ～2.2GHZ。

通带内衰减小于1.5dB，在1.8GHZ和2.4GHZ时衰减大于20dB。

微带线基板的厚度1mm，基板的相对介电常数选为2.7。

设计平行耦合微带线带通滤波器的步骤如下：

（1）计算低通滤波器原型参数。本设计要求3阶，带内波纹为0.5dB，根据查表得出切比雪夫低通滤波器原型参数为：g0=g4=1，g1=g3=1.5963，g2=1.0967。

（2）计算各节奇偶模的特性阻抗，该滤波器需要4节耦合微带线级连

（3）计算各耦合线节的奇偶模特性阻抗

（4）根据上述计算出的奇偶模特性阻抗和相移以及设计指标中的各项参数，运用ADS软件可以得到该平行耦合微带线带通滤波器各节的尺寸大小，如表1

表1计算微带线的尺寸

（5）运用ADS软件画出原理图并进行仿真后得出S21曲线在18GHz、20GHz、22GHz和24GHz处的值如下：

・在18GHz处，S21的值为-26078dB。

・在20GHz处，S21的值为-08450dB。

・在22GHz处，S21的值为-89030dB。

・在24GHz处，S21的值为-30538dB。

以上数据显示在阻带18GHz和24GHz处满足技术指标，在通带处不满足技术指标，需要对原理图

进行调整优化。优化后的原理图如图3所示，由图3我们可以看出，S21曲线在18GHz、20GHz、22GHz和24GHz处的值如下：

・在18GHz处，S21的值为-26546dB。

・在20GHz处，S21的值为-09420dB。

・在22GHz处，S21的值为-07840dB。

・在24GHz处，S21的值为-22289dB。

进行优化后，以上数据满足技术指标，该原理图符合本次微带线带通滤波器的设计要求。

图3带通滤波器原理图优化数据

（6）下面由平行耦合微带线带通滤波器的原理图生成版图，并对版图进行仿真。图4是由平行耦合微带线带通滤波器原理图生成的版图。对比上述原理图可以发现，原理图中构成滤波器电路的各种微带线元件模型在版图中已经转化成实际的微带线。以下数据是平行耦合微带线带通滤波器版

图4由平行耦合微带线带通滤波器原理图生成的版图

图的仿真数据，通过仿真数据可以得出，S21曲线在18GHz、20GHz、22GHz和24GHz处的值如下：

・在18GHz处，S21的值为-28546dB。

・在20GHz处，S21的值为-08870dB。

・在22GHz处，S21的值为-12160dB。

・在24GHz处，S21的值为-22147dB。

版图的仿真数据与原理图的仿真数据有一些差异，这是由于版图的仿真方法与原理图的仿真方法不同。但是版图的仿真数据同样满足设计指标。至此，本文的平行耦合微带线带通滤波器的设计过程完毕，最后将上述得到的版图与相关数据送往工厂进行加工便可制成最终成品。

3.结论

本文主要讨论的是平行耦合微带线带通滤波器的设计过程。根据设计要求，首先计算低通原型

滤波器的参数，并运用导纳倒置变换得出相应的带通滤波器的设计参数，通过计算得出每节滤波器的奇偶模和尺寸大小。然后运用ADS软件设计原理图并对其进行优化仿真，最后进行版图的设计与仿真。经验证，得出的数据符合本次平行耦合微带线带通滤波器的设计要求。这种平行耦合微带线带通滤波器的设计方法具有简单、高效和精确等特点。本文设计的微带线带通滤波器用印刷电路的制作方法，可以满足尺寸小、成本低且性能稳定等要求，被广泛运用于无线通信系统中。（作者单位：西华师范大学物理与电子信息学院）

参考文献：

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