电源电路设计精选(九篇)

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第1篇：电源电路设计范文

关键词：三端离线PWM开关；正激变换器；高频变压器设计

引言

TOPSwitch是美国功率集成公司（PI）于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，是三端离线PWM开关（ThreeterminalofflinePWMSwitch）的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET集成在一块芯片上，构成PWM/MOSFET合二为一集成芯片，使外部电路简化，其工作频率高达100kHz，交流输入电压85～265V，AC/DC转换效率高达90％。对200W以下的开关电源，采用TOPSwitch作为主功率器件与其他电路相比，体积小、重量轻，自我保护功能齐全，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简捷的SMPS（SwitchModePowerSupply）设计方案。

TOPSwitch系列可在降压型，升压型，正激式和反激式等变换电路中使用。但是，在现有的参考文献以及PI公司提供的设计手册中，所介绍的都是用TOPSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式：完全能量转换（电感电流不连续）和不完全能量转换（电感电流连续）。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的，动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化，和（或者）负载电流在较大范围内变化时，必然跨越两种工作方式，因此，常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是，要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式，在设计上是较为困难的。而且，作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计，由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用，在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难，对于初学者来说很难掌握。笔者采用TOP225Y设计了一种单端正激式开关电源电路，实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法，以供探讨。

1TOPSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题

TOPSwitch的交流输入电压范围为85～265V，最大电压应力≤700V，这个耐压值对于输入最大直流电压Vmax=265×1.4=371V是足够的,但应用在一般的单端正激变换器中却存在问题。

图1是典型的单端正激变换器电路，设计时通常取NS=NP，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激变换器工作过程,TOPSwitch关断期间，变压器初级的励磁能量通过NS，D1，E续流（泄放）。此时，TOPSwitch承受的最大电压为

VDSmax≥2E=2Vmax=742V（1）

大于TOPSwitch所能承受的最大电压应力700V，所以，TOPSwitch不能在一般通用的正激变换器中使用。

2TOPSwitch在单端正激变换器中的应用

由式（1）可知，TOPSwitch不能在典型单端正激变换器中应用的关键问题，是其在关断期间所承受的电压应力超过了允许值，如果能降低关断期间的电压应力，使它小于700V，则TOPSwitch仍可在单端正激变换器中应用。

2.1电路结构及工作原理

本文提出的TOPSwitch的单端正激变换器拓扑结构如图1所示。它与典型的单端正激变换器电路结构完全相同,只是变压器的去磁绕组的匝数为初级绕组匝数的2倍,即NS=2NP。

TOPSwitch关断时的等效电路如图2所示。

若NS与NP是紧耦合，则，即

VNP=1/2VNS=1/2E（2）

VDSmax=VNP＋E=E=1.5×371

=556.5V<700V（3）

2.2最大工作占空比分析

按NP绕组每个开关周期正负V·s平衡原理，有

VNPon(Dmax/T)=VNPoff[(1-Dmax)/T]（4）

式中：VNPon为TOPSwitch开通时变压器初级电压，VNPon=E；

VNPoff为TOPSwitch关断时变压器初级电压，VNPoff=（1/2）E。

解式（4）得

Dmax=1/3（5）

为保险，取Dmax≤30％

2.3去磁绕组电流分析

改变了去磁绕组与初级绕组的匝比后，变压器初级绕组仍应该满足A·s平衡，初级绕组最大励磁电流为

im(t)|t=DmaxT=Ism=DmaxT=(E/Lm)DmaxT（6）

式中：Lm为初级绕组励磁电感。

当im(t)=Ism时，B=Bmax，H=Hmax，则去磁电流最大值为

Ism==(Hmaxlc/Ns)=1/2Ipm(7)

式中：lc为磁路长度；

Ipm为初级电流的峰值。

根据图2（b）去磁电流的波形可以得到去磁电流的平均值和去磁电流的有效值Is分别为

下面讨论当NP=NS，Dmax=0.5与NP=NS，Dmax=0.3时的去磁电流的平均值和有效值。设上述两种情况下的Hmax或Bmax相等，即两种情况下励磁绕组的安匝数相等，则有

Im1NP1=Im2NP2（10）

式中：NP1为Dmax=0.5时的励磁绕组匝数；

NP2为Dmax=0.3时的励磁绕组匝数；

设Lm1及Lm2分别为Dmax=0.5和Dmax=0.3时的初级绕组励磁电感，则有

Im1=E/Lm1×0.5T为Dmax=0.5时的初级励磁电流；

Im2=E/Lm2×0.3T为Dmax=0.3时的初级励磁电流。

由式（10）及Lm1，Lm2分别与NP12，NP22成正比，可得两种情况下的励磁绕组匝数之比为

(NP1)/(NP2)=0.5/0.3

及(Im1)/(Im2)=(Np2)/(Np1)=0.3/0.5(12)

当NS1=NP1时和NS2=2NP2时去磁电流最大值分别为

Ism1=Im1=Im（13）

Ism2=Im2=(0.5/0.6)Im（14）

将式（10）～（14）有关参数代入式（8）～（9）可得到，当Dmax=0.5时和Dmax=0.3时的去磁电流平均值及与有效值Is1及Is2分别为

Is1=1/4ImImIs1=0.408Im（Dmax=0.5）

Is2≈0.29ImIs2=0.483Im（Dmax=0.3）

从计算结果可知，采用NS=2NP设计的去磁绕组的电流平均值或有效值要大于NS=NP设计的去磁绕组的电流值。因此，在选择去磁绕组的线径时要注意。

3高频变压器设计

由于电路元件少,该电源设计的关键是高频变压器,下面给出其设计方法。

3.1磁芯的选择

按照输出Vo=15V，Io=1.5A的要求，以及高频变压器考虑6％的余量，则输出功率Po=1.06×15×1.5=23.85W。根据输出功率选择磁芯，实际选取能输出25W功率的磁芯，根据有关设计手册选用EI25，查表可得该磁芯的有效截面积Ae=0.42cm2。

3.2工作磁感应强度ΔB的选择

ΔB=0.5BS，BS为磁芯的饱和磁感应强度，由于铁氧体的BS为0.2～0.3T，取ΔB=0.15T。

3.3初级绕组匝数NP的选取

选开关频率f=100kHz（T=10μs），按交流输入电压为最低值85V，Emin≈1.4×85V，Dmax=0.3计算则

取NP=53匝。

3.4去磁绕组匝数NS的选取

取NS=2NP=106匝。

3.5次级匝数NT的选取

输出电压要考虑整流二极管及绕组的压降，设输出电流为2A时的线路压降为7％，则空载输出电压VO0≈16V。

取NT=24匝。

3.6偏置绕组匝数NB的选取

取偏置电压为9V，根据变压器次级伏匝数相等的原则，由16/24=9/NB，得NB=13.5,取NB=14匝。

3.7TOPSwitch电流额定值ICN的选取

平均输入功率Pi==28.12W（假定η=0.8），在Dmax时的输入功率应为平均输入功率，因此Pi=DmaxEminIC=0.3×85×1.4×IC=28.12，则IC=0.85A，为了可靠并考虑调整电感量时电流不可避免的失控，实际选择的TOPSwitch电流额定值至少是两倍于此值，即ICN>1.7A。所以，我们选择ILIMIT=2A的TOP225Y。

4实验指标及主要波形

输入AC220V，频率50Hz，输出DCVo=15(1±1％)V，IO=1.5A，工作频率100kHz，图3及图4是实验中的主要波形。

图3中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是输入直流电压E波形，由图可知VDS=1.5E；图4中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是去磁绕组电流is波形，实验结果与理论分析是完全吻合的。

第2篇：电源电路设计范文

本文设计的直流电源方向显示器是利用三极管是否导通对外接的直流电源正负极进行方向判断，通过二进制可逆计数器计数、四-十六线译码器译码后，驱动发光二极管按不同的方向依次点亮。当电路中没有外接直流电源时，则发光二极管将不发光。

关键词：

直流电源；计数；译码；显示

电流的形成是由于导体中的自由电子在电场力的作用下，做有规则的定向运动，但是习惯上规定正电荷移动的方向为电流的方向。为了形象直观地表示出直流电源中电流的运动方向，本文设计了直流电源方向显示器，可以对电路中是否外接直流电源以及直流电源方向进行判断并显示。

1.电路框图

直流电源方向显示器电路是由电源电路、方向检测和逻辑控制电路、闸门电路、计数电路、译码电路、显示电路六部分组成。其原理框图如图1所示。

2.电路设计

2.1电源电路

电源电路由变压、整流、滤波、稳压电路组成。在此设计中变压电路采用220/18V的变压器；整流电路是采用整流桥实现，也可以采用四个整流二极管组成桥式整流（例如用1N4001）；滤波采用电容滤波实现；稳压电路是采用LM317三端集成稳压器实现，本设计中可输出1.25～27V电压，将输出调节成5V直流电压给各芯片供电即可。具体原理图如图2所示。

2.2方向检测和逻辑控制电路

方向检测电路主要由两个NPN三极管9014组成，六反相器CD4069实现逻辑控制，原理图如图3所示。当输入模块外接上正下负3V电池时，三极管Q1导通，Q2截止。电流经Q1的发射结、R4电阻形成回路。Q1的集电结将低电平输入到CD4069的1脚，2脚输出高电平到CD4516芯片的第10脚，使=1；同时，2脚的高电平使二极管D1导通，CD4069的5脚输入高电平，6脚输出低电平到CD4516的5脚端，从而控制芯片CD4516进行加计数。反之，当输入模块外接上负下正的3V电池时，三极管Q2导通，Q1截止。电流经Q2的发射结、R5电阻形成回路。Q2的集电极输出低电平到CD4069的3脚，4脚输出的高电平使二极管D2导通，5脚输入为高电平，6脚输出低电平到CD4516的5脚端；同时，由于Q1截止，集电极输出高电平到CD4069的1脚，2脚输出低电平，使=0，从而控制芯片CD4516进行减计数。当输入模块没有外接直流电源时，三极管Q1、Q2均截止，方向检测电路不工作。

2.3闸门电路

闸门电路由晶体振荡器电路和分频器电路组成，原理图如图4所示。晶体振荡器电路采用32.768kHz石英晶体，通过CD4060内部振荡电路外加电阻构成。分频器由CD4060实现14分频后从3脚输出2Hz的脉冲信号。

2.4计数、译码和显示电路

计数由二进制可逆计数器CD4516芯片完成，译码采用四—十六线译码器CD4514完成，显示电路由发光二极管和电阻组成，原理图如图5所示。CD4516的功能表如表1所示，当CD4516的5脚端、1脚EN端、9脚RD端均为低电平时，在15脚CP脉冲的上升沿作用下，=1，进行加法计数，=0时，进行减法计数。译码器CD4514的功能表如表2所示，当CD4516为加计数时，即外接直流电源的方向为上正下负时，译码器能够从左向右依次驱动发光二极管发光。显示电路如图5所示，由发光二极管和电阻组成。当发光二极管的阳极加高电平时，二极管发光；相反，发光二极管的阳极加低电平时，发光二极管不发光。

3.结论

本文介绍的直流电源方向显示器的设计，可以巩固数字电路的基础知识及增强理论知识的应用能力，控制发光二极管依次发光的速度也可以用非门和电阻组成的闸门电路完成。计数和译码也可以采用其它的可逆计数器和译码器实现。

参考文献：

[1]卿太全,李萧,郭明琼.常用数字集成电路原理与应用[M].北京:人民邮电出版社,2006.

[2]秦曾煌.电工学(第六版)下册电子技术[M].北京:高等教育出版社,2004.

第3篇：电源电路设计范文

关键词： 硬件描述语言； 脉宽调制； 电子设计自动化； 逻辑功能设计

中图分类号： TN964⁃34 文献标识码： A文章编号： 1004⁃373X（2014）08⁃0153⁃03

Design of aero power supply invert⁃controlling circuit based on EDA technology

WU Guo⁃qiang1， JIANG Chao2， LIU Qing⁃quan1， LIU Yan2， 3

（1. Unit 94816 of PLA， Fuzhou 350002， China； 2. Air Force Service College， Xuzhou 221000， China； 3. Unit 92919 of PLA， Ningbo 315000， China）

Abstract： To adapt to the new need and the quick development rhythm of the aero power quality， a modulation scheme of aero inverting circuit was designed by means of the advanced modern EDA technique and pulse⁃width modulation technique. The area⁃equivalent sine wave pulse width modulation （SPWM） was adopted to set up control mathematics model. The logic function needed in circuit design was realized with number operation， digital conversion and hardware description Language VHDL. PLDs are taken as the hardwares of the modulation control circuit. With the MAX+plus Ⅱ software， the simulation and hardware testing experiment were completed on the EDA test developing system （GW⁃GK system）， the three⁃phase SPWM waveform pulse series was acquired， the digitaliztion control was realized， the wave harmonic component was decreased and the almost ideal sine wave was obtained. The method simplified the structure and scale of the control circuit， and increased the control accuracy and credibility of the system.

Keywords： hardware description language； pulse width modulation； electronic design automation； logic function design

当前航空电源型号各异，种类庞杂，应该说综合性能还不够高。特别是随着航空器的不断发展，其对电源保障需求面临诸多新挑战。因此，研制先进电源保障设备，提高其通用性、综合性，可为现有各类航空器提供通用配套保障，不但能够适应航空器换代的需要，提高其实用性，而且可以压缩保障装备设备的数量和规模。研究事例为航空逆变电源，其特性是负载三相平衡的前提下，能够保证三相电压的幅值、相位始终处于平衡。构成的组合式三相全桥逆变电路见图1。本文引入了技术现代电子设计自动化技术（EDA），综合运用非常超高速集成电路硬件描述语言设计语言（VHDL）和可编程逻辑电路（PLD）元器件进行控制逻辑的设计与实现，对组合式三相逆变电路进行状态控制，获得要求的输出电压及波形[1⁃3]。

1正弦脉宽调制方案的设计与计算

脉宽调制（Pulse⁃width Modulation，PWM）是在固定频率下，设计一定规律的脉宽系列，控制逆变器的开关器件的导通及截止状态，在输出端获取所需航空电源，满足设计的品质要求。

1.1等效面积法的数学模型

采纳等效面积正弦波脉宽调制（SPWM）生成法，具有输出波形谐波量小，波形接近正弦波形而且算法简单等优势特点[4⁃5]。

先把理想正弦波划分为若干等份，如图2所示，某一等份的弧线与时间轴形成的面积等同于某矩形脉宽，前提是矩形脉宽中点与弧线投影的中心点在时间轴上重合，且两者面积相等，划分的等份数量越大，整个矩形脉冲系列就越近似于设计所需的理想正弦波形，其中，矩形脉宽就是用于控制逆变器上元器件的导通、截止状态[6]。

图1组合式逆变电路示意图

如第k个脉冲，其的正弦波形弧线垂直向下与时间轴形成的面积为SAk，与其等效的脉冲矩形面积为SRk，易得到公式：

[SAk=MUsα1kα4ksinθdθ=MUscosα1k-cosα4k =SRk=Usα2k-α3k]

式中：调制参数为M；理想正弦波被划分为N等份。

每等份的时间宽度为θk，每等份的时间轴中点为αmk，等效面积的矩形宽度（相当于导通时间）为θpk，等效面积的矩形前后两端剩余时间（相当于截止时间）宽度为θnk，计算公式分别是：

[θk=α4k-α1k=2πN,αmk=2πNk-1+2π2N=πN2k-1,θpk=α3k-α2k,θnk=θk-θpk2]

1.2设计计算及数据生成

设定一定数值后，通过上述等式和公式，利用数学工具Matlab软件进行数值计算，生成表1和脉冲数据。

图2 等效面积算法SPWM生成模型

2软、硬件的设计与实现

2.1软件设计与实现

控制电路的硬件采用PLD元器件，并基于VHDL语言进行设计达成所需的逻辑功能，做到数字化控制。

整个系统主要由开关模块M_ONOFF、可控时钟分频器M_CLOCK、反馈调制模块M_MANDP、脉冲宽度数值存储器A、B、C：PW_ROM和脉冲发生器M_PWM等模块按一定逻辑对接而成，如图3所示形成了逆变控制逻辑电路的顶层设计文件M_TOP_SPWM，可实现等效面积正弦波脉宽调制法设计所需的脉冲波形系列，用来控制开关器件IGBT的导通和截止状态。

2.2逻辑电路的硬件编译与实现

逆变控制电路的顶层设计文件用VHDL语言编程描述成逻辑电路后，采用Max+PlusⅡ（Multiple Array MatriX Programmable Logic User SystemⅡ）为本实验的EDA设计软件，并在EDA实验开发系统（GW⁃GK系统）上完成仿真和硬件测试实验。首先选用ALTERA公司的EP1K50TC144⁃3芯片，然后如图4，图5所示对此芯片管脚进行输入输出定义、编译，通过ByteBlasterMV并行下载，打印机接口与目标板相连，完成芯片逻辑功能配置，最终在硬件上实现了控制系统电路逻辑功能。

3仿真结论与开发前景

顶层设计文件编译后进行实验仿真，结果如图6所示，其中脉冲系统S_A12、S_A34是单相全桥逆变器A的控制信号，S_B12、S_B34是单相全桥逆变器B的控制信号，S_C12、S_C34是单相全桥逆变器C的控制信号，显而易见三个单相全桥逆变器控制脉冲信号S_A、B、C生成相隔1/3周期，而且非常精确，完全满足实验设计所需的品质要求。

[图4 芯片引脚的锁定分配][图5 连接下载]

采用VHDL硬件描述语言对硬件的功能进行编程，在实验室就能设计获得所需的控制逻辑电路，特点明显，具有传统实验方法根本无法实现的静态可重复编程和动态在系统重构的优势，这大大提升了航空电源控制系统设计的灵活性，实现了硬件的“软件化”。用可编程逻辑器件PLD芯片不但压缩了设计实验周期，减少误差，提高设计系统的精确度（如图6所示，可控制到3 ms以下），而且可以高度缩小控制系统的硬件规模，提高了集成度[1，3]，降低了开发成本，有利于当前航空事业突飞猛进对电源的多样化需求开发，前景广阔。

图6实验功能仿真效果图

参考文献

[1] 王彩凤，胡波，李卫兵，等.EDA技术在数字电子技术实验中的应用[J].实验科学与技术，2011（1）：8⁃10.

[2] 陆桢，纪志成，沈艳霞.96单片机生成SPWM的软硬件策略[J]. 无锡轻工大学学报，2000，19（3）：287⁃291.

[3] 潘松，黄继业.EDA实用教程[M].北京：科学出版社，2002.

[4] 侯伯亨，顾新.VHDL硬件描述语言与数字逻辑电路设计（修订版）[M].西安：西安电子科技大学出版社，1999.

第4篇：电源电路设计范文

关键词:电阻电容电感参数性能

电阻、电容、电感作为常见的电路元件,在任何电路中几乎都能看他们的存在。由于这些电子元件太普通,以至于电路设计者在进行电路设计时一般只关心其基本的参数,即电阻阻值,电容容量,电感感量,而对其他的参数却不太关心甚至忽略了,因此往往会出现这样的现象,虽然电路设计原理正确,但在把电路图纸转化为实物以后,经常出现一些意想不到的现象,但又很难找出出现故障的原因。该文将通过几个实例分析,简要的介绍一下基本电子元件电阻、电容、电感在实际电路设计中进行选择的基本常识。

1电阻的选择

1.1电阻的分类及特点

电阻主要有四种,碳膜电阻,线绕电阻,金属膜电阻,金属氧化膜电阻。碳膜电阻稳定性良好,负温度系数小,高频特性好,受电压和频率影响较小,噪声电动势较小,阻值范围宽,但精度不高。线绕电阻具有较低的温度系数,阻值精度高,稳定性好,耐热耐腐蚀,主要做精密大功率电阻使用,缺点是高频性能差。金属膜电阻比碳膜电阻的精度高,稳定性好,温度系数小。金属氧化膜电阻在高温下稳定,耐热冲击,负载能力强。

1.2案例分析

如图1所示电路,该电路是一个常见的滤波电路,在设计中电阻R的功率为1/16瓦,该电阻在此电路中的作用主要是衰减电路中的噪声,但在实际运行中,经常出现电阻爆裂的现象,经过测试,造成该现象的主要原因是在设计中只关注了电阻阻值,而忽视了对电阻额定功率的选择。1.3电阻选择要点在选择电阻时,首先考虑的是电阻阻值的大小,这可以通过计算得到。由于电阻上有电流通过,因此电阻会消耗功率,为了保证电路的可靠运行,这时还需要考虑电阻的额定功率,特别是在功耗高的支路上,电阻额定功率的选择尤为重要,否则很容易损坏电阻。在一般的电源电路和其他设定器件工作参数的电路中,如电源电路中的电压或电流取样电阻,在晶体管放大电路中用于设置电路工作点的偏置电阻等,为了保证电路的稳定工作,对相关电阻的精度要求将会大大提高,在这种情况下一般应选用金属膜电阻或金属氧化膜电阻。对于绕线电阻,虽然精度高,但分布参数较大,不适合用于高频电路中。

2电容的选择

2.1电容的分类及特点

陶瓷电容:用高介电常数的钛酸钡一氧化钛挤压成圆管、圆片或圆盘作为介质,并用烧渗法将银镀在陶瓷上作为电极制成,体积小,价格低,稳定性好,但容量较低。钽电容:使用钽作为介质,是一种电解电容,但不使用电解液,适合在高温下工作。其特点是温度特性好,适宜于小型化。主要缺点是耐压耐电流能力较弱。铝电解电容:铝电解电容是由铝圆筒做负极,里面装有液体电解质,插入一片弯曲的铝带做正极制成。它的特点是容量大,但是漏电大,稳定性差,有正负极性,适宜用于电源滤波或者低频电路中。

2.2电容的主要作用

从电容的容抗公式Z=1/ωC可以看出,信号频率和电容容量都会影响其阻抗的大小,正是基于此原因,电容的一个重要作用就是滤波,几乎所有的电源电路中都会用到。从理论上说,电容越大,阻抗越小,通过的频率也越高。但实际上超过1uF的电容大多为电解电容,有很大的电感成份,所以频率高后反而阻抗会增大。有时会看到有一个电容量较大的电解电容并联了一个小电容,这时大电容通低频,小电容通高频。电容的第二个主要作用就是起旁路作用,旁路电容为本地器件提供能量的储能器件,它能使稳压器的输出均匀化,降低负载需求,就像小型可充电电池一样,旁路电容能够被充电,并向器件进行放电。电容的第三个主要作用是起去耦作用,避免电路间的耦合干扰。

2.3案例分析

如图2所示电路,在少量数据处理时,电路工作正常用,而一旦出现大数据处理,偶尔会发生数据丢失现象。在一般情况下,可能会认为是时钟或CPU出了问题,但实际上在此电路中并非如此。测量CPU供电引脚,发现纹波电压很高,最后在该引脚增加两个小电容以加强滤波作用,此时数据丢失现象即消失。

2.4电容选择要点

陶瓷电容体积小、稳定性好,但容量小,适用于高频滤波。钽电容温度稳定性好,容值较大,耐压耐流能力弱,适用于高频滤波。铝电解电容容量大,耐压高,但精度差,适用于低频波波。另外还需要特别关注电容的阻抗与频率变化的关系,事实上,一个电容器可等效成R、L、C二端线性网络,不同类型的电容器其等效参数R、L、C的差异很大,等效电感大的电容器(如电解电容器)不适合用于耦合、旁路高频信号,等效电阻大的电容器不适合用于Q值要求高的振荡回路中。

3电感的选择

3.1电感的作用

由电感的阻抗公式Z=ωL可知,频率越高,电感的阻抗越高,而对直流的阻抗为零,因此电感的一个基本作用就是通交流阻直流。另外由于电感是由导线绕制而成,由法拉弟电磁感应定律可知,当通过电感的电流发生变化时,电感将产生感应电动势,从而阻碍电流的变化,所以电感具有保持器件电流稳定的作用。最后电感还有滤波的作用。

3.2案例分析

如图3所示电路,电源电压纹波较大,该电路中的LC滤波器本是用于滤波的,然而正是由于这个LC滤波器,导致了电路发生了谐振,该谐振信号叠加在输出电压上,从而使输出电压纹波增大,把滤波电感去掉,输出电压上几乎波有纹波电压。

3.3电感选择要点

电感与电容构成低通滤波器时,要防止噪声频率点与谐振频率点的重合,以免产生共振。电感串联在电源电路中,要考虑电感器件的压降。信号线上的电感,要注意其品质因数与频率的关系,电源电路上使用的电感,要注意其直流电阻,额定电流大小等,特别需要强调的是在选电感时,首先应明确其使用频率范围,铁芯线圈只能用于低频,一般铁氧体线圈、空心线圈可用于高频。

4结语

电阻、电容、电感作为基本的电子元件,他们的性能参数对电路的正常工作有极大的影响。该文通过几个简单的案例分析,说明在电路设计时不能简单的只考滤电阻阻值、电容容量、电感感量,为了提高电路的工作质量及电路工作的稳定性还需要考虑其他的参数,并简单的说明了选型的基本原则。

参考文献

[1]王剑宇.高速电路设计与实践[M].北京:电子工业出版社,2010.

[2]张金.电子设计与制作100例[M].北京:电子工业出版社,2009.

第5篇：电源电路设计范文

关键词:电源抑制比;低压差线性稳压器;电压增益;频率补偿

Design of A Low-dropout Regulator with High PSRR

YUAN Xiao-bo1,XU Dong-ming1,2,XIE Qing-sheng2

(1. Department of Information and Communication Engineering,Xi’an institute

of post and telecommunication,Xi’an710061,China;

2.Xi’an Supermicro Electronics Co.,LTD,Xi’an 710061,China)

Abstract:Power supply rejection ratio(PSRR)is one of the most important performance indexes in power management circuit, which reflects the sensitivity of the circuit to the power noise. To restrain the influence of the noise of the circuit, a high PSRR is needed. A low-dropout regulator with high PSRR is presented in this paper.

Key words: PSRR; LDO regulators; voltage gain; frequency compensation

1引言

随着电子产品的不断发展,电源管理解决方案不断追求高效率、小面积、低成本。而LDO(Low Drop out)线性稳压器由于具有结构简单、成本低廉、低噪声、低功耗及较小的封装尺寸等突出特点,已广泛应用于各种移动电子系统中,如笔记本计算机、蜂窝电话、寻呼机、PDA等。它能够大大地降低输出晶体管的饱和电压,使得输入电压可以非常接近输出电压,从而降低了功率消耗,延长了电池寿命。

本文对典型LDO电路的PSRR进行了分析,并在此基础上设计了一种具有高增益和高PSRR的LDO电路,并采用miller补偿技术使电路具有高的稳定性和瞬态响应[1]。

2传统LDO电源抑制比分析

如图1是简单的LDO模型。本文将先对这个模型进行分析,然后在此基础上进行设计。首先对公式中出现的参数进行介绍:Av是LDO的开环增益,β是反馈系数,Zo是输出到地的等效电阻,Zo-reg是反馈环路的输出电阻, Ro-passs是Mp的输出阻抗。由图1可以得到:

根据《CMOS模拟集成电路设计》中所提出PSRR的计算方法,如图2所示的简单等效模型,PSRR[2]可以写为:

由式(3),对以下情况分析:

DC及低频时的PSRR:在低频时环路增益很大,因此可以不必考虑Zo,可以得到式(4):

中频时的PSRR:从误差放大器主极点开始到LDO环路增益下降到1(即到单位增益频率)这段中频范围内,可由Av-ac(Av-ac是电路的交流小信号增益)代替Av:

由式(5)可以看出PSRR会在第一个极点开始下降并且会一直下降,直到单位增益频率(UGF)。原因在于环路输出电阻随频率的增大而减小。

高频时的PSRR:ZCo在高频时开始小于RL,PSRR可写为式(6):

当频率更高时:ZCo可认为AC短路及Co很小,可以得到式(7):

从上面的典型LDO分压模型来描述LDO的PSRR,可以知道LDO环路响应主极点后PSRR开始下降,随后PSRR由环路增益、单位增益频率、输出极点以及寄生电阻(ESR)零点决定。PSRR的带宽是以牺牲直流PSRR为代价的,但可以通过采用两级放大器以得到高增益和理想的带宽。下面将对实际电路增益的频率响应进行分析,以达到高的PSRR和带宽。

3改进型LDO电路设计

误差放大器设计的难点是频率补偿。一般的误差放大器都是多极点结构,为了使系统稳定,并提供快速的环路响应,必须对电路进行频率补偿。传统的LDO设计是通过用外接电容的串联电阻引入一个零点,来抵消一个极点的办法来达到环路稳定[3]的。但是传统的LDO频率补偿有以下几个缺点:首先,由于主极点值与负载电阻成正比,所以输出电流的变化会改变环路带宽;其次,输出电容的寄生电阻容易受温度等的影响,使得零点与极点的抵消失效,所以稳定性变差[4]。

针对这些缺点,本文提出了一种动态Miller频率补偿结构,图3是其电路结构图。Vfb 是反馈信号,Vref 来自带隙基准,第1级用为误差放大器;第2级也是一个放大器,增加电路环路增益,使电路能驱动阻值低的负载;采用PMOS 晶体管Mp作为调整管是输出级,来提供足够低的输入输出压差;输出直接反馈到误差放大器输入端。

其中电流采样电路是由Mp、Mps、M1、M2组成的,设计时M1的偏置电流很小而M2的W/L很大,使得M1和M2都工作在亚阈值区附近,因而VSG_M1≈VSG_M2≈VTH,采样管M2的漏端电压等于输出电压Vout。因此Mps和Mp的源漏栅电压均相等,所以此采样电路有很高的采样精度。

在图3中,晶体管M8工作在线性区,可以看成一个阻值随负载电流变化的线性电阻。假设其等效电阻为rM8,则rM8、Rc和Cc可以在误差放大器的开环传递函数中产生一个随负载变化的零点,这个零点可以用来抵消同样随负载变化的输出极点。而Miller电容C的极点分裂作用可以将主极点移到第1级的输出上,并把一个附加极点推向高频。Cc和CM是补偿电容,在这里附加电阻Rc是因为单独的rM8不能提供足够大的电阻来补偿和抵消输出极点。

忽略电路中的次要寄生参数,从上面的LDO简化电路图可以得出总的电压增益以及每一级的电压增益,如式(8)、(9)、(10)、(11)。Av是电路的总增益,三级放大器的增益分别用A1、A2、A3表示,它们的跨导则分别用gma、gmd、gmp表示,前两级的输出电阻为Roa和Rod。

随着负载电流的增大电路增益降低。

需要说明的是,此电路设计中输出外接电容Co和等效串联电阻较小,在此基础上分析电路可得到以下结果,有三个极点以及两个零点:

通过对电路的仔细设计,把P3推向高频;用rM8,Rc和Cc在误差放大器的开环传递函数中产生一个随负载变化的零点Z2,Z2可以用来抵消同样随负载变化的输出极点P2。这样可以得到一个稳定的环路响应。仿真波形如图4,在负载为10 mA和100 mA时相位裕度[5]都为55°左右,带宽大于100 kHz。

通过对LDO的增益的频率响应和PSRR分析,可以得到以下结论:本文采用的三级运放能够得到高的增益的同时又保证了足够的相位裕度,因此可以达到较高的PSRR,PSRR和增益的关系由下图5可以看出:在低频时可以达到90 dB的PSRR,和环路DC增益相当(电路中输出直接反馈到输入端,也就是说反馈系数β为1,这样又提高到电路的低频PSRR),当到UGF时PSRR为最低,随后有稍许好转。

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当LDO为数字电路供电时,由于数字电路工作状态不断发生变化,导致LDO负载电流的变化。LDO 的输出电压也会产生瞬时的跳变上冲(或下冲) ,也就是产生超调现象。这是由于负载的跳变,这里就引入了负载调整量的问题。本文所提出的电路因为有较好的频率响应,以及附加了额外的电路来增大调整管的充放电电流(这部分电路未在电路图中给出),使得电路能够这里不做详细的讨论,只给出仿真结果。

图6是在1 ns时负载电流Iout=100 mA ~ 1 mA电路的瞬态响应,可以看到输出电压仅有25 mV的跳变并且没有振铃现象。图7是在1 ns时负载电流Iout=1 mA ~ 100 mA电路的瞬态响应,输出电压的跳变也仅有35 mV。

4结论

本文以设计输出电流为100 mA的高稳定、高电源抑制比线性稳压器LDO为目标,采用了三级放大器结构来增大环路增益,利用工作在线性区的MOS管具有的压控电阻特性,构造零点跟踪电路以

(下转第87页)

抵消随输出电流变化的极点,并采用了改进型的Miller补偿方案使电路系统具有55°的相位裕度。通过对LDO的PSRR分析,在此基础上实现了较高的PSRR和较好的带宽。

参考文献

[1]陈东坡,何乐年,严晓浪.一种低静态电流、高稳定性的LDO线性稳压器[J].电子与信息学报,2006,Vol.28,No.8:5-8.1527-1529.

[2]Phillip E. Allen.《CMOS模拟集成电路设计》[美]. 北京:电子工业出版社,2005,252.

[3]Kwok K C, Mok P K T. Pole-zero tracking frequency compensation for low dropout regulator. IEEE International Symposium on Circuits and Systems, Arizona: Scottsdale, May 2002, vol. 4: 735-738.

[4]Rincon-Mora G A, Allen P A. A low-voltage, low quiescent current, low drop-out regulator. IEEE J. of Solid-State Circuits, 1998, 33(1): 36-44.

[5]Leung K N, Mok P K T. Analysis of multistage amplifier-frequency compensation. IEEE Trans. on Circuits Syst. I: Fund. Theory Appl., 2001, 48(9): 1041-1056.

作者简介

袁晓波,硕士研究生,研究方向:通信专用集成电路与系统设计;

徐东明,教授,硕士生导师,主要从事集成电路设计与研究;

第6篇：电源电路设计范文

1、印制电路板设计的布局原则：

设计印制电路板(PcB)首先要考虑其尺寸大小，PCB尺寸过大时，印制线条长，阻抗增加，抗噪声能力下降，成本也增加；过小，则散热不好，且邻近线条易受干扰。在确定PCB尺寸后再确定特殊元件的位置。最后，根据电路的功能单元，对电路的全部元器件进行布局。

1.1在确定特殊元件的位置时要遵守以下原则：

(1)尽可能缩短高频元器件之间的连线，设法减少它们的分布参数和相互间的电磁干扰。易受干扰的元器件不能相互挨得太近.输入和输出元件应尽量远离。

(2)某些元器件或导线之间可能有较高的电位差，应加大它们之间的距离，以免放电引出意外短路。带高电压的元器件应尽量布置在调试时手不易触及的地方。

(3)重量超过15g的元器件应当用支架加以固定，然后焊接。那些又大又重、发热量多的元器件，不宜装在印制板上，而应装在整机的帆箱底板上，且应考虑散热问题，热敏元件应远离发热元件。

(4)对于电位器、可调电感线圈、可变电容器、微动开关等可调元件的布局应考虑整机的结构要求。若是机内调节，应放在印制板上方便于调节的地方；若是机外调节，其位置要与调节旋钮在机箱面板上的位置相适应。

(5)应留出印制扳定位孔及固定支架所占用的位置。

1.2根据电路的功能单元.对电路的全部元器件进行布局时，要符合以TN则：

(1)元器件的布局首先要考虑的一个因素就是电性能，把连线美系密切的元器件尽量放在一起，尤其对一些高速线，布局时就要使它尽可能地短，功率信号和小信号器件要分开。按照电路的流程安排各个动能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。

(2)以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、整齐、紧凑地排列在PCB上.尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接。

(3)位于电路板边缘的元器件，离电路板边缘一般不小于2mm。电路板的最佳形状为矩形。长宽比为3：2或4：3。电路板面尺寸大干200x150mm时，应考虑电路板所受的机械强度。

2、印制电路板设计的布线原则：

(1)输入输出端用的导线应尽量避免相邻平行。最好加线间地线，以免生反馈藕合。

(2)印制导线的最小宽度主要由导线与绝缘基扳间的粘附强度和流过它们的电流值决定。当铜箔厚度为0.05mm、宽度为1～15mm时.通过2A的电流，温度不会高于3℃，因此导线宽度为1.5mm可满足要求。对于集成电路，尤其是数字电路，通常选O.02～0.3mm导线宽度。当然，只要允许，还是尽可能用宽线，尤其是电源线和地线。导线的最小间距主要由最坏情况下的线间绝缘电阻和击穿电压决定。对于集成电路，尤其是数字电路，只要工艺允许，可使间距小至5～8mm。

(3)印制导线拐弯处一般取圆弧形，而直角或夹角在高频电路中会影响电气性能。此外，尽量避免使用大面积铜箔，否则长时间受热时，易发生铜箔膨胀和脱落现象。必须用大面积铜箔时，最好用栅格状，这样有利于排除铜箔与基板间粘合剂受熟产生的挥发性气体。

3、焊盘设计原则：

焊盘中心孔要比器件引线直径稍大一些。焊盘太大易形成虚焊，焊盘外径D一般不小于(d+1.2)mm，其中d为引线孔径。对高密度的数字电路，焊盘最小直径可取(d+1.0)mm。

4、抗千扰设计的原则：

4.1电源线设计根据印制线路板电流的大小，尽量加粗电源线宽度，减少环路电阻，并使电源线、地线的走向和数据传递的方向一致，这样有助于增强抗噪声能力。

4.2地线设计的原则：

(1)数字地与模拟地分开。若线路板上既有逻辑电路又有线性电路，应使它们尽量分开。低频电路的地应尽量采用单点并联接地，实际布线有困难时可部分串联后再并联接地。高频电路宜采用多点串联接地，高额元件周围尽量用栅格状大面积地箔。

(2)接地线应尽量加粗。若接地线用很细的线条，则接地电位随电流的变化而变化，使抗噪性能降低。因此应将接地线加粗，使它能通过三倍于印制板上的允许电流。如有可能，接地线应在2～3mm以上。

(3)接地线构成闭环路。数字电路组成的印制板，其接地电路布成闭合环路，能有效提高抗噪声能力。

4.3 PCB设计的常规做法之一是在印制板的各个关键部位配置适当的退藕电容，退藕电容的一般配置原则是：

(1)电源输入端跨接10―100ul的电解电容器。如有可能，接100uF以上的更好。

(2)原则上每个集成电路芯片都应布置一个0.01pF的瓷片电容，如遇印制板空隙不够，可每4～8个芯片布置一个1～10pF的胆电容。

(3)对于抗噪能力弱、关断时电源变化大的器件，如RAM、ROM存储器件，应在芯片的电源线和地线之间直接接入退藕电容。

(4)电容引线不能太长，尤其是高频旁路电容不能有引线。

(5)在印制板中有接触器、继电器、按钮等元件，操作它们时均会产生较大火花放电，必须采用Rc电路来吸收放电电流。一般R取1～2K，c取2.2―47UF，另外，CMOS的输入阻抗很高，且易受感应，因此对不使用端，要接地或接正电源。

5、高频电路设计原则

5.1在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。

一般电路应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观.而且装焊容易.易于批量生产。高频电路往往集成度较高，布线密度大，采用多层板是降低干扰的有效手段。合理选择层数能大幅度降低印制板尺寸，能充分利用中间层来设置屏蔽，更好地实现就近接地，有效地降低寄生电感，有效缩短信号的传输长度，能大幅度降低信号间的交叉干扰等等。所有这些都能有效提高高频电路的可靠性。

5.2高频电路布线的引线最好采用垒直线，需要转折，可用45度折线或圆弧转折，减少高频信号对外的发射和相互问的耦合。

5.3高频电路器件管脚间的引线越短越好，高频电路器件管脚间的引线层间交替越少越好，高频电路布线要注意信号线近距离平行走线所引入的“交叉干扰”，若无法避免平行分布，可在平行信号线的反面布置大面积“地”来大幅度减少干扰。尽量加宽电源、地线宽度，最好是地线比电源线宽，它们的关系是：地线>电源线>信号线，

5.4对特别重要的信号线或局部单元实施地线包围的措施，各类信号走线不能形成环路，地线也不能形成电流环路。

5.5每个集成电路块的附近应设置一个高频退耦电容。

第7篇：电源电路设计范文

关键词：LED节能灯；电路设计；元器件

节能减排是我国当前首要关注问题，在全球生态环境日渐恶劣，能源危机逐渐加大的情况下，如何合理利用有效资源问题值得人类深思，就我国目前能源利用形势而言，要想有效降低国家电能消耗，就要大力推广使用绿色光源，LED节能灯正以其绿色环保的设计逐步进入了人们的视野，赢得了人们的喜爱，为社会发展起到了巨大的推动作用。LED节能灯与传统的白炽灯不同，LED节能灯的发光二极管主要有三种光线混合产生，二极管通常由半导体、电极引线与管壳构成，具有单项导电性，在照明产业中起着重要的作用。目前我国关于LED节能灯标准方案的出台将进一步推动我国半导体照明体系的建立。

1 LED发光原理

LED节能灯采用的发光二极管是由GaP、GaAs等半导体组合而成，其核心构造为pn结，发光二极管不仅具有一般pn结构的特性，能够进行正、反向导通，还可以在一定条件下产生光照。在正向电压下，电子从N区进入P区，空穴由P区进入N区，进入对方区域的少子与多子复合发光，产生光照，如图1所示。

2 LED节能灯电路结构及连接方式

2.1 电路结构

如图1所示，LED照明电路结构主要由30-40个LED灯进行串联，灯的数量可以随需求增加。

LED节能灯通常使用220V交流电，让其经过降压电容降压后进行全桥整流，再通过滤波器经限流电阻R3给LED灯提供恒流电源。经降LED灯额定电流为18mA±，因此，LED节能灯的安装也通常采用杯矩形式进行，为其提供更好的散热。

2.2 连接方式

LED节能灯采用全部串联方式，如图3所示，将多只LED正负极连接成串，串入限流电阻R，并且通过每只LED灯的工作电流相同。LED灯的串联要求驱动器能够输出较高的电压，若LED的一致性相差较大，分配在其两端的电压也会有所差异，通过LED的电流相同，则LED灯亮度一致。通常有一颗LED灯因为质量原因导致短路时，电路由于采用了稳压方式进行驱动，驱动器的输出电压不变，在分配时剩余的LED灯两端的电压则会加大，容易引起损坏。但采用恒流串联方式驱动LED灯电流，就可以有效避免剩下的LED灯被升高电压损坏。

3 LED节能灯元器件的选择

（1）LED节能灯一般选用高亮度白光二极管，电压保持在3.0-3.6之间。图1以40颗LED节能灯为了，每盏灯的电压数为3V，总电压数为120V。

（2）R1为电源进线中的一个300Ω/2W-5W的串联电阻，可以有效减少电路短路故障，避免故障扩大化，还可以便于测量电压计算电路消耗功率。

（3）C1为整个LED灯运作带去电容降压，利用电容在交流信号的一定频率下产生的容抗来限制LED等的最大工作电流，如在50Hz的工频下，11uF电容产生的容抗大约为3180Ω，当220V的电压在电容器两端进行流通，其最大电流可产生至70mA，尽管有电流通过，但在电容器上不会进行消耗，电容达到理想度，其流动电流为虚部电流，所做功则为无功功率。

（4）R3为限流电阻，一般在5K左右，防止电路电压和温度升高，限制LED电流。C2为滤波电容，能够对从C1通过的充电电流产生缓冲作用，减少电流对LED电路的损耗，要采用耐压250V以上的电容。C2是滤波电容，开灯的瞬间因为C1的存在会有一个很大的充电电流，该电流将会对LED产生损伤，有了C2的介入，开灯的充电电流完全被C2吸收起到了开灯防冲击保护，滤波电容要用耐压250v以上。

4 结论

综上所述，LED节能灯能够有效节约能源、高效照明，其损耗小、使用寿命长、绿色环保、安装方便等特点也逐渐得到了人们的亲睐，越来越多的人开始使用LED照明灯，为照明产业带来了新的商机。而LED作为一种新型的节能环保的照明产品，其设计必定会成为未来照明产业主流发展的必经之路。

[参考文献]

第8篇：电源电路设计范文

关键词：张江园区；集成电路设计；企业

中图分类号：F270 文献标志码：A 文章编号：1673-291X（2013）12-0026-04

自1958年美国德克萨斯仪器公司发明了世界上第一块集成电路以来，作为电子信息行业的核心和基础，集成电路产业规模迅速扩大，技术水平突飞猛进，这是技术驱动和市场拉动双重合力的结果。虽然集成电路制造业依然是这个产业链的中流砥柱，但值得注意的是近年来设计业异军突起。张江集成电路产业的发展特点无疑也暗合了这样的趋势。虽然张江集成电路设计、制造、封装测试和设备材料四业均保持了平稳快速的增长态势，但设计业充分显示了先导性行业的活力，成为整个产业链中增长最快、占比上升最明显的行业。

一、张江集成电路设计企业的发展优势

集成电路产业是张江高科技园区的主导产业之一。该产业链的形成肇始于2000年底第一家晶圆代工企业——中芯国际的投资建设。一大批芯片设计、制造、封装、测试及设备材料等上下游企业，在张江 “产业链”发展思路和以创新带动园区建设的主导思想下快速集聚张江，展讯、华虹、格科微、昂宝、AMD、Nvidia和Marvel等一批国内外著名设计企业经历了多年的快速发展，在移动通讯、3G/4G手机芯片、高清数字电视、智能标签、绿色电源、数字多媒体等芯片设计领域形成了独特的发展优势，主要表现在：

（一）技术水平加速提升

作为产业链中技术含量最高的设计业，生存和发展的根本动力在于技术创新。

张江园区一批具有竞争力的自主创新设计企业，通过技术创新和商业模式创新已成为各自细分领域的引领者，部分领军企业设计研发的产品已达到国际先进水平。2011年初，展讯推出了全球首款40nm低功耗商用TD-HSPA/TD-SCDMA多模通信芯片，这款芯片的研制成功，标志着张江园区手机芯片设计水平首次达到世界一流水平。又如深迪半导体开发的一款陀螺仪产品—SSZ030CG，标志着第一款具有中国自主知识产权的商用MEMS陀螺仪的诞生，打破了欧美及日本对这一高科技领域的技术壁垒。

经过多年的努力，张江集成电路设计企业相继实现了技术乃至应用领域的新突破。设计企业研发的基带、射频、图像传感器、功率放大器、能源计量等20多类芯片被广泛应用于手机、智能卡、数字电视、汽车电子、智能电表和水表等消费电子和工业电子领域。越来越多的设计企业从单一的技术或产品开发向系统方案集成和终端产品开发转变。

（二）销售收入持续增长

张江集成电路设计企业已由初创期转入成长期，持续快速增长正是IC设计企业进入成长期的重要标志。

2010年，在全球和国内集成电路产业全面复苏的背景下，张江设计业呈现全面爆发式的增长，实现销售收入66.1亿元，同比增长56%。2011年，即使在半导体行业不景气的情况下，张江设计业依然实现销售收入95.7亿元，首次超过芯片制造业，同比增长44.8%，是四业中增速最快的行业，远高于国内30.2%的平均增速。占上海的比重由2010年的58.4%上升为64.1%，占全国比重由18.2%上升至20.2%。

自2004年张江出现首家超亿元的设计企业（上海华虹集成电路有限责任公司）以来，每年超亿元的设计企业数量不断增加，2012年已达10多家。其中最为突出的是展讯公司，2011年销售收入在上一年猛增238%的基础上再次翻番，达到42.88亿元，增速居全球前25大集成电路设计企业首位。

（三）资源整合步伐加快

并购重组现已成为设计企业在短期内快速实现业务整合，弥补技术短板的最佳方案，这也是世界集成电路发达国家和地区的普遍规律。

张江集成电路设计企业顺应国际半导体行业及相关领域兼并重组的发展趋势，通过产业链上下游企业间的并购重组，克服单一企业进入市场的障碍，加速进入高端芯片市场。例如聚辰半导体与美凌微电子以股份置换的方式进行合并，发挥双方在智能卡芯片、模拟和混合信号集成电路产品方面的优势，融合数字和模拟技术，打造国内模拟IC市场的巨头。再如锐迪科在布局基带芯片领域的同时，获得泰鼎一项IP特许和开发协议，可以开发生产和销售派生版本的数字电视SOC平台，这也意味着锐迪科将进入数字电视市场。

张江集成电路设计企业通过兼并重组，实现强强联合，既保存了企业实力，延伸拓宽了产业链；又推动了企业做大做强，增强了市场竞争力。

二、张江集成电路设计企业的发展瓶颈

张江园区是中国集成电路设计企业最为集中，技术水平相对较高，所有制形式最为多样化的产业基地。但在张江落户的设计企业，总的来说，还处于成长阶段，企业规模小，盈利能力不足，产品线单一，缺乏核心技术和自主品牌。张江大多数设计企业发展后劲乏力的主要原因在于：

（一）政策限制挫伤企业发展活力

政策支持在集成电路产业发展中的重要作用不言而喻。2000年的国发18号文开启了国内集成电路产业发展的黄金十年。但近年来，政策的诸多限制，抑制了芯片设计企业乃至整个产业链的良性发展。

首先，由于财税[2000]25号文对“集成电路设计企业”的定义，导致许多设计企业在工商登记后，税务机关不认可其为生产型企业，拿不到加工手册，无法实现出口退税。当设计企业设计的芯片需要在境内加工时，只能通过境外公司下订单，并通过国外公司销售。而张江的设计企业仅仅成了设计中心。

其次，中国自2005年4月1日起停止执行财税[2002]70号第一条即增值税实际税负超过3%的部分实行即征即退政策，致使设计企业在尚未销售产品前，须先交付芯片制造、封装和测试等各个加工环节17%的增值税，从而造成设计企业流动资金周转困难。而其他采用增值税制的国家和地区，如新加坡为3%，中国台湾为5%，韩国为10%，都较国内低。设计企业为了避免资金占压，只能迂回境外下单加工。此外，由于进口芯片可以免税，境内客户便不愿采购境内设计企业芯片，造成境内设计企业不能实现本土销售。

张江一批设计企业因受政策影响，在完成设计后不得不转移到境外生产和销售，造成销售额、利润和税收大量流向境外，使张江的芯片代工企业和封装测试企业得不到设计企业的订单支持，既阻碍了以设计企业为“龙头”推动集成电路产业全面发展的趋势，也使国家税收遭受巨大损失。

（二）融资困难束缚企业发展规模

集成电路产业是一个技术密集、资金密集和人才密集的产业，对于投融资环境的要求较其他产业更为迫切。然而，集成电路设计企业的特殊性，使其融资之路较其他产业更为艰难。

首先，中国的投融资渠道比较单一，国内银行体系重点关注的是回报率稳定、资产风险小的行业和大型国有企业。而大多数设计企业无厂房、设备等固定资产，其资产轻、规模小、历史短的特征，不符合传统意义上的银行放贷标准。近年来，虽然有些银行推出了以知识产权等无形资产获取信用贷款的金融产品，但由于知识产权质押登记流程长，耗时久，加上一般高新技术较为尖端，其市场价值和发展前景难以为金融机构人员理解和评估。银行为了规避自身风险，不愿从根本上突破现有的评估模式，所以真正通过知识产权质押获得银行贷款的企业少之又少。

其次，虽然设计企业可以选择国内或海外上市，但国内上市门槛高，使众多设计企业望而却步。如主板市场需要连续三年盈利，中小板需要连续两年盈利，创业板需要最近三个会计年度净利润均为正数，且累计超过3 000万元。而海外上市手续复杂、成本高，加上国际影响力不够，能够成功上市的仅属业中翘楚，中小型设计企业根本无法企及。此外，虽有政府扶持资金，但审核周期长，有时要超过一年，根本无法在企业最需要资金的时候雪中送炭。

融资困难一方面使众多的设计企业发展规模受阻；另一方面无力投入高新技术研发，致使产品附加值不高，只能在国内低端产品市场竞争，前景堪忧。

（三）人才缺失制约企业发展潜力

集成电路设计业是产业链中人才密集度最高的行业，如何更好地利用现有人才激励政策、户籍政策来吸引人才，留住人才，用好人才，是助推设计企业发展的关键。

一般来说，集成电路设计企业引进的研发高端人才大多来自海外，收入相对较高。然而根据中国现行的个人所得税法的相关规定，这些人才收入的征税率相较于其在国外缴纳的所得税来说要高出许多。据统计，一位年薪10万美元的美籍工程师，按照美国税法以及其抚养子女、购房贷款和赡养父母的抵扣规定，其实际缴纳的总税率仅为10%～15%。而按照中国个人所得税法，实际缴纳的总税率至少达35%，根本不利于设计企业高端人才的引进，也降低了该类人才留在国内发展的稳定性。

同时，受上海户籍制度的限制，许多优秀的外地人才被拒之门外。虽然有居住证制度，但与户籍享有的权利和保障存在明显差异，尤其在子女教育问题上。更重要的是居住证远没上海户籍那样让人产生安全感与归属感。许多优秀的外地人才只能到上海周边地区——户籍政策门槛相对较低的苏、杭州等地，寻找个人价值的发展空间。此外，上海作为全国最发达的现代化城市，生活成本居高不下。根据英国经济学人智库最新一期“全球生活成本指数”排行榜，上海已与纽约基本看齐，大陆第一，全球第三十，远高于内地城市的生活成本，不仅令未来者望而却步，也令已居者萌生去意。

上海日趋紧张的用人环境和设计企业成倍增长的人才需求形成巨大的供需矛盾，招聘人才难，人才流失严重已成为制约设计企业发展不容忽视的关键因素。

三、张江集成电路设计企业发展策略

集成电路设计业是集成电路产业中最具活力和最富发展潜力的行业，是集成电路产业技术水平的集中体现，也是中国集成电路产业发展的重中之重。如果设计业发展滞缓，不仅牵制集成电路市场的扩展，也严重影响芯片制造和封装测试等整个产业链的发展与稳定。因此，采取一些有突破性的措施来迅速改善集成电路设计业的现状，对推动集成电路整个产业链的发展十分重要。

（一）构建以设计企业为“龙头”的集成电路产业链保税监管新模式

首先，将设计企业视同于将产品制造外包的集成电路生产型企业，使其可以享受产品出口退税，鼓励设计企业将流片加工和销售重返境内。目前，集成电路生产制造有两种方式，一种是英特尔、德州仪器公司等企业采用的IDM（集成器件制造商）方式；另一种是以垂直分工为主要特征的集成电路产业链方式，主要由集成电路设计公司（Fabless）、芯片代工企业（Foundry）、封装测试企业（Assembly&Testing）分别完成。中国台湾地区、新加坡、韩国等均是通过后一种方式参与集成电路产业的国际分工。中国集成电路产业也是借助于这种方式得以迅速崛起。因此，对集成电路设计企业的认识不应仅停留在设计服务层面上。实际上，Fabless才是集成电路设计企业的主流商业模式。Fabless的准确含义是没有芯片厂的半导体公司。如果在政策层面能够将设计企业定位于生产型企业，设计企业享受免抵退政策也就顺理成章了。

其次，参照台湾新竹的成功经验，将集成电路产业进行全程保税，即保关税和增值税。对经认定的集成电路企业，无论是集成电路设计、生产、封装、测试企业还是集成电路设备和原材料生产企业，在其从事集成电路产业相关经营活动中，给予保税政策。当这些企业的产品实现国内销售，就按国内销售征税；若产品出口，则免于征税。如果张江集成电路产业能够参照国际通行做法，对设计企业设计的芯片在生产加工过程中不征收增值税，那么它对带动芯片制造、封装测试、设备制造和软件开发等各个环节的跨越式发展有着不可估量的作用，它可以使整个产业链上缴给国家的税收呈几何级、跳越式增长。

（二）搭建投融资专业化金融服务平台，助力设计企业发展腾飞

首先，根据张江设计企业特性和发展阶段，开发多层次、多品种的金融产品，以适应不同特点和阶段的企业融资需求。对于处在研发阶段的初创型企业，引入张江小额贷款、融资租赁和融资担保等；对于产品处于研发阶段的企业，则从“投贷联动”入手，引入私募基金、风险投资等。同时，加大推进张江已经实施的“银政合作”项目，按照“风险共担、限额补贴、征信先行、专业运作、监管创新”的原则，以企业融资信用信息征集为基础，不断引入多家商业银行共同参与，支持银行扩大放贷规模，对解决企业融资问题有突出贡献的机构给予风险补偿和奖励。一方面，银行通过提高抵押融资比例、丰富质押融资手段、加快审批速度、优化信贷结构，为企业提供银行融资；另一方面，政府通过风险共担、梯度奖励等激励措施，增强银行放贷信心。有了政府的担保抵冲坏账额度，银行的放贷规模成倍放大，一些原本不符合银行放贷条件的企业可以因此得益，从而解决设计企业在发展过程中的融资难题。

其次，帮助设计企业进入多层次资本市场，促使企业创新与资本运作有机结合。对有改制上市意愿的企业，邀请券商等专业中介机构进行不同资本市场的专题培训或上门个别辅导，从公司治理、内部控制、股权激励、商业模式设计等多角度全面分析企业发展之路，有针对性地帮助企业提高上市融资实务操作技能，使之充分了解企业自身发展现状，选择最佳上市板块。尤其是要帮助设计企业充分认识到“新三板”作为多层次资本市场的组成部分，可成为有创新能力和发展潜力企业可持续发展的重要加速器。同时，鼓励设计企业进入OTC中心挂牌交易，对交易各方给予引导和支持，为科技型企业早期融资创造条件。

（三）推动创新人才政策，营造聚才、育才、用才的良好环境

首先，以张江建设国家自主创新示范区为契机，推进和落实“张江创新十条”政策。设立以国资为导向的“代持股专项资金”，实施股权激励。对符合股权激励条件的团队和个人，给予股权认购、代持及股权取得阶段所产生的个人所得税代垫等资金支持。推行“张江聚才计划”，加速高端人才集聚。建立以市场化的角度、企业家的眼光为导向的全新人才评价方法，以实践和贡献为出发点来衡量人才。设立“张江创新人才奖励资金”，通过评价方式、评价标准和激励方式的创新帮助企业吸引和留住关键、骨干人才。还可借鉴一些国家或地区的做法，对贡献大和特别急需的高层次人才，实施个人所得税补贴、个人购房贷款贴息及年度嘉奖等激励政策，来加大企业吸引人才，留住人才的法码。

其次，不断优化工作和生活环境，全方位降低人才的创业和居住成本。针对上海高房价对企业引进、留住人才带来的压力，加速开发建设价格优惠、配套设置齐全的人才公寓，建造限价商品房，定向配售给符合条件的引进人才、专业技术骨干、管理人员自住。同时，积极拓展优质教育资源，提升园区基础教育水平，对设计企业创新创业人才，其子女在学前教育、义务教育阶段入园入学安排上予以优先照顾，并为外籍高层次人才及其配偶、未成年子女和外籍高端技术人员，申请长期居留许可提供便利。

四、结束语

当今世界正处于电子信息时代，集成电路产业对于改变我们的生活方式，促进全球信息技术发展，提（下转79页）（上接28页）升各国综合国力具有重要的战略意义和现实意义。未来的张江，如何把握相关战略新兴产业快速发展的机遇，实现以集成电路设计企业为龙头，带动整个产业链的快速发展；如何把握建设张江国家自主创新示范区的重大机遇，集聚创新能力，优化产业结构，跻身世界一流集成电路产业竞争行列，任重而道远。

参考文献：

[1] 上海市经信委和上海市集成电路行业协会.2012年上海集成电路产业发展研究报告[M].上海：上海教育出版社，2012.

[2] 2011年度张江高科技园区产业发展报告[Z].

[3] 朱贻玮.中国集成电路产业发展论述文集[M].北京：新时代出版社，2006.

第9篇：电源电路设计范文

1原理简介

1.1主备用变频器切换接线原理主备用变频器间的切换主要是利用继电器间的切换来实现电源和控制线路的切换。通过制作一块电源切换板来控制KM1A、KM2A、KM1B、KM2B、KM3等交流接触器之间的切换，来时实现380VAC电源通过主备变频器到合成器风机的切换。通过制作一块控制线路切换板来实现从CCU接口板J11来的控制信号到主备变频器的切换。

1.2主备用变频器电源切换原理图1为主备用变频器电源切换继电器板的控制线路图，220VAC作为交流接触器的线包电压，通过控制交流接触器的常闭、常开接点的吸合来控制380VAC风机电源到主备用变频器倒换。

1.3主备用变频器控制线路的切换原理主备用变频器控制线路的切换是通过控制线路切换板来实现的，他也是用到了继电器的吸合原理来实现的。a.当变频器切换开关S1在主用位置时,使控制线路切换板的K10、K20、K30、K40的线包不得电，控制信号就从就从J11通过这四个继电器到J11A然后送到主用的变频器。b.当变频器切换开关S1在备用位置时，+24VDC就从主备用变频器电源切换板的TB1（见图1）送到J2-3使控制线路切换板K10、K20、K40的线包得电动作，这样这三个线包就倒到备用的一路，控制信号就从J11通过K10、K20、K30、K40到J11B然后送到备用的变频器。c.当变频器切换开关S2在旁路位置时，+24VDC就从主备用变频器电源切换板的TB1（见图1）送到J2-3使控制线路切换板的K30线包得电动作，模拟出变频器正常的状态信号送回J11。这样当变频器故障的时候发射机就认为变频器正常而继续工作。

2主要元器件选择

2.1电源切换板的交流接触器采用施耐德公司的型号为LC1D18M7C的交流继电器，其功耗小、寿命长、安全可靠。

2.2控制线路切换板的继电器为欧姆龙公司24VDC的微型继电器，其特点是抗电磁干扰性能强，可实现高密度安装。

3线路连接和安装

3.1主备用变频器电源切换板的线路连接和安装由于哈里斯在整机设计上比较紧凑，在现有的合成器柜上无法安装体积较大的主备用变频器电源切换板和备用变频器。所以只能利用低压配电柜上面的空间，把电源切换板和备用变频器安装在低压配电柜的上面。把切换开关安装在低压配电柜的外侧面板上。

3.2主备用变频器控制线路的切换板的线路连接和安装控制线路切换板是根据原理图制作的15cm×11cm的PCB板。考虑到平时维护和检修的需要将控制线路的切换板安装在合成器A1柜的侧面板上。变频器控制信号线从合成器CCU接口板的J11接出至切换板的J11，从切换板的J11A和J11B接出分别到主用和备用的变频器。继电器的24VDC线包电压从电源切换板TB1引出至控制线路切换板J1和J2两个端子。从这两块切换板和备用变频器的安装位置来看对合成器机柜内的整体布局没有影响，周围由足够的空间，安装、拆卸与检修都十分方便。

4结束语