开关电源的设计与仿真精选(九篇)

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第1篇：开关电源的设计与仿真范文

【关键词】波特图;电流型开关电源;高效率;建模

Abstract：A synchronous buck type switching power supply is designed in this paper.Pulse width-period skip method is used to improve the efficiency under light load;Simulation results show that the power input voltage ranges from 2.3 to 4V;When the input voltage is 3.3V and system frequency is 2MHz，the output voltage stablilizes at 1.8V within 2% ripple;A 0.7% linear adjustment rate is measured under 1A load current by changing supply voltage from 3.3 to 4V in a short time;When the load is changed from 0.5 to 1.1A suddenly，the load adjustment rate is 0.8%;When the load is changed from 70mA-1A，the power conversion efficiency keeps from 65% to 95.2%.

Keywords：Bode plot;current mode switching power supply;high efficiency;modeling

1.引言

同步峰值电流型开关电源有两个环路，电流内环完成电流采样，电压外环完成电压采样，根据采样结果稳定输出电压。当占空比大于50%时，电流环容易产生次谐波振荡，因此必须加入斜坡补偿环节。在一些低功耗产品中，对开关电源的轻载效率越来越高。本文创新新性地提出了脉宽跳周期方式有效地提高了电源轻载效率。通过仿真，电源的各项指标性能比较理想，与传统的设计方法相比，此设计方法简单，且提高了开关电源的设计效率。给工程人员设计开关电源提供了参考依据[1]。

2.关键电路

本文设计关键电路是脉宽-跳周期切换逻辑控制模块和环形振荡器模块。最后接上元件进行以下各类仿真验证。

2.1 逻辑控制电路

驱动控制电路主要完成了PWM和PSM切换、死区控制、模式强制选择、过零关断续流管等功能，其电路原理如图1所示。脉宽-跳周期模其原理如下，设定PSM切换时电流为200mA，V_PSM0表示当电感电流为200mA时的采样电压，VS表示任意时候的采样电压。COMP1是一个比较器，当VS在V_PSM0上下波动时，COMP1的输出为一系列的高低电平。当输出为高时，VS低于V_PSM0，表示电感平均电流小于200mA，也就是负载较轻，所以系统应工作在SKIP模式。此时，COMP1的输出通过一个反相器后为低电平，决定了I2，I4两个与非门的输出为高电平，因此P_DRV和N_DRV信号都是高电平，也就关断了主开关管，打开续流管，使电路工作在SKIP模式下。当VS的电压大于V_PSM0时，表示输出电流大于200mA，电路工作在重载模式，此时I2，I4的一个输入端便为高电平，其输出决定于D触发器的输出，也就决定于PWM信号，PWM是来自于由输出电压和电流决定的占空比变化的脉冲序列，因此电路此时在PWM模式下[3-5]。

图1 逻辑驱动电路原理图

图2

2.2 环形振荡器电路

振荡器是绝大多数电子系统的主要组成部分，主要构成整个系统时钟驱动部分。一般来说振荡器主要分张弛振荡器、环形振荡器、LC振荡器等。本电源系统工作频率为2MHz，在此频率下用环形比较器比较容易实现，而且环形比较器结构比较简单，大大提高了设计效率[6，7]。其电路原理图如图2所示。

3.仿真结果

3.1 振荡器

通过tsmc018rf工艺对电路在spectre下仿真，其瞬态结果如图3所示。从图中可以看到电路的频率很接近2MHz，达到了电路设计指标。

图3 环形振荡器瞬态仿真结果

3.2 输出电压与纹波验证

电源测试条件为：输入电压3.3V、输出电压预期值为1.8V、占空比D为0.545、负载电阻1.8欧、工作频率2MHz、输出电感1uH、输出电容28nF。瞬态仿真的结果如图4所示。上面是输出电压，下面是电感电流。可以看到DC-DC输出电压是1.8V，纹波电压大小为0.02V，小于5%，达到了设计指标。

图4 瞬态仿真结果

3.3 输入电压范围验证

输入电源范围仿真验证，负载电流选择1A、输出电压Vout=1.8V时，将电源电压从2.3到4V内变化，监视输出电压变化情况。从图5仿真波形来看，当输入电压在2.3到4V范围内变化时，输出电压一直稳定在1.8V，说明电路达到了设计指标中的输入电压范围。

3.4 负载调整率验证

电源的负载调整率如图6所示，当负载电流从0.5A突变到1.1A时以及再突变回0.5A的过程中，输出电压变化不超过0.3V，而且仅用了0.4ms就稳定在了1.8V，负载调整率为0.8%，其瞬态响应速度比较理想。

图5 输入电压范围扫描

图6 负载调整率验证结果

图7 开关电源线性调整率仿真

图8 开关电源转换效率

3.5 线性调整率

固定负载电流为1A，将电源电压3.3V在5us内变化至4V，经历一段时间后在5us内又变化至3.3V，监视输出电压的纹波。图7为线性调整率结果，从上往下依次是输出电压、输入电压、输出电流。可以看到，无论是输入电压突然增大还是减小，输出电压和电流都能很快地调整到额定值，且抖动量都（下转第106页）（上接第103页）很小，经测量，其线性调整率为0.7%，达到预期指标。

3.6 效率曲线

本文设计的开关电源采用了电流型同步整流的方式，同时运用了脉宽-跳周期双模调制的方法，提高了轻载的效率，其效率曲线如图7所示。结果表明，当负载从70mA-1A变化时电源转换效率达到65%-95.2%。

4.结束语

全文完整地叙述了开关电源从建模到电路实现的设计流程。运用Matlab仿真工具，从电流环路增益以及控制到输出传递函数波特图这两种角度简单地得到了系统需要的补偿斜率;提出了脉宽与跳周期相结合提高轻载效率的方法。仿真结果表明电源各项指标都比较好，为工程人员进行开关电源设计提供了参考依据。

参考文献

[1]李文，雷虹，冯进军，陈银杏.小型高效小功率开关电源的设计[J].电力电子技术，2006，40（5）：110-142.

[2]王兴贵，邹应炜，刘金龙.全桥型DC/DC开关电源的建模与控制[J].电力电子技术，2007，41（7）：86-8.

[3]Su J-H，Jiann-Jong C，Dong-Shiuh W.Learning feedback controller design of switching converters via MATLAB/SIMULINK[J].Education，IEEE Transactions on.2002，45（4）：307-315.

[4]Juing-Huei S，Chien-Ming W，Jiann-Jong C，Jing-Da L，Tzu-Ling C，editors.Interactive Simulation and Verification SIMULINK Models for DC-DC Switching Converter Circuits using PWM Control ICs.Power Electronics and Drives Systems，2005 PEDS 2005 International Conference on;2005 28-01 Nov.2005.

[5]B.Ridley Ra.A New Small-Signal Model for Current-Mode Control[D]：Institute and State University;November，1990.

[6]黄雷，彭达洲.新型双管正激式开关电源建模与设计研究[J].电源技术，2012，36（6）：69-72.

第2篇：开关电源的设计与仿真范文

关键词：开关电源；仿真；电磁干扰

在开关电源中，开关管的电压接近方波，含有丰富的高次谐波，同时，由于开关变压器的漏电感及分布电容以及开关器件的工作状态非理想，在高频开或关时，常常会产生高频、高压的尖峰高次谐波振荡，该谐波通过开关管的散热器对地之间的分布电容传送到输入端；也可以通过变压器初次级间的耦合电容及变压器的对地电容通过输出回路传送到输入端。因此，开关电源中存在着较严重的电磁干扰。

本文以12V、0.85A的反激式开关电源为例，见图1，应用仿真软件Pspice进行研究，仿真分析了开关电源中的电流和电压的特点，探究了电源的EMC问题的解决策略。

图1 12V，0.85A的反激式开关电源

图2 反激式开关电源的Pspice仿真电路

1 开关电路的电流、电压

下图3依次是开关管漏源电压、漏极电流、高频变压器原边电流、RCD吸收电路的电流、漏极对地电容的电流：

图3

由图3可以总结出此反激式开关电源波形的几个特点：（1）波形均为脉冲波形，频率为40KHz；（2）开关管的导通时间极短，此电路参数下为6uS左右。（3）除开关管的电流，都叠加着振荡波形，即文献资料中所说的“振铃”。

2 由漏电感引起的开关管的电压尖峰及高频振荡

图4是无RCD钳位电路时开关管漏源电压的波形。图中，开关管截止瞬间的电压尖峰和高频振荡由高频变压器的漏感引起，产生了659.055V的瞬间电压，这同有RCD钳位电路（图3）相比（最高电压为500V左右），高出了159V。

此开关管的额定电压为600V，且工作在高频状态，如果不采取措施，开关管很容易损坏，造成整个电源不能正常工作，作为设备的驱动装置，这是不允许的。

3 开关管漏极电压突变引起的干扰电流

由于开关管的漏源电压极高，且导通和截止的时间极短，使开关管漏极对地等效电容Cp产生了较大的干扰电流。由图5可知，开关管导通瞬间产生的最大电流为1.8985A，截止瞬间产生的最大电流为377.665mA。

图5 开关管漏极对地电容的电流波形

Cp在本电路中由开关管的散热片对地电容、变压器原边对地电容、变压器初次级间的耦合电容、变压器副边的对地电容、输出整流二极管的电容等构成。由于开关电源的共模干扰主要就是漏源高压的瞬间突变产生的，其电流的大小与漏源电压的变化率、电容的容量成正比，因此应采取一定的措施减小Cp。

4 输出电路的仿真分析

输出电路由整流二极管、滤波电路等构成。 图6依次为开关管漏源电压、输出整流二极管阳极电压、二极管电流、输出直流电压的波形。由图可知，整流二极管的阳极电压同开关管的漏极电压一样，也存在着瞬间突变，因此产生了干扰电流。

图6

为了减小输出端口对传导骚扰的影响可以采取如下措施：（1） 采用带屏蔽层的高频变压器，减小原副边的耦合电容。（2） 在输出“地”与输入“地”之间跨接一个高频电容，可以旁路一部分骚扰电流，使流向电源输入端的干扰电流减小。（3）在输出电路中加入共模、差模滤波电路，对输出端的高频干扰进行抑制。

参考文献

[1]沙占友等编著.新型单片开关电源设计与应用技术，电子工业出版社，2005.

第3篇：开关电源的设计与仿真范文

    论文首先介绍了电力电子技术及器件的发展和应用,具体阐明了国内外开关电源的发展和现状,研究了开关电源的基本原理,拓扑结构以及开关电源在电力直流操作电源系统中的应用,介绍了连续可调开关电源的设计思路、硬件选型以及TL494在输出电压调节、过流保护等方面的工作原理和具体电路,设计出一种实用于电力系统的开关电源,以替代传统的相控电源。该系统以MOSFET作为功率开关器件,构成半桥式Buck开关变换器,采用脉宽调制(PWM)技术,PWM控制信号由集成控制TL494产生,从输出实时采样电压反馈信号,以控制输出电压的变化,控制电路和主电路之间通过变压器进行隔离,并设计了软启动和过流保护电路。该电源在输出大电流条件下,能做到输出直流电压大范围连续可调,同时保持良好的PWM稳压调节运行。    开关电源结构

    以开关方式工作的直流稳压电源以其体积小、重量轻、效率高、稳压效果好的特点,正逐步取代传统电源的位置,成为电源行业的主流形式。可调直流电源领域也同样深受开关电源技术影响,并已广泛地应用于系统之中。

    开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET。

    SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用, GTR驱动困难,开关频率低,逐渐被IGBT和MOSFET取代。在本论文中选用的开关器件为功率MOSFET管。

    开关电源的三个条件:

    1. 开关:电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态;

    2. 高频:电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频;

    3. 直流:开关电源输出的是直流而不是交流。

    根据上面所述,本文的大体结构如下:

    第一章,为整个论文的概述,大致介绍电力电子技术及器件的发展,简单说明直流电源的基本情况,介绍国内外开关电源的发展现状和研究方向,阐述本论文工作的重点;

    第二章,主要从理论上讨论开关电源的工作原理及电路拓扑结构;

    第三章,主要将介绍系统主电路的设计;

    第四章,介绍系统控制电路各个部分的设计;

第4篇：开关电源的设计与仿真范文

【关键词】反激拓扑 180°相位 D触发器 输出纹波电压 输入纹波电流

1 引言

近年来，随着电力电子技术的不断发展，开关电源被广泛应用于工业生产、家用电器和航空航天等领域。同线性电源相比，开关电源具有效率高、体积小、重量轻、输出电压可调范围大等特点。但开关电源的输出纹波和干扰却比线性电源大很多。在一些特殊场合，比如精密传感器、运算放大电路等，过大的纹波噪声会影响电路的正常工作。因此针对纹波噪声指标，专门研制低纹波开关电源具有重要的意义。

2 开关电源纹波产生的机理及抑制措施

2.1 纹波产生机理

开关电源通常指AC/DC或者DC/DC变换器，即通过控制功率开关管的导通和关断来实现将输入的交流电压或者直流电压转换为需要的直流电压过程。随着开关管的高速开通和关断，输出直流电压中的电压波动就是所指的电压纹波。图1是开关电源中最简单的Buck拓扑结构。随着SWITCH的开关，电感L中的电流在输出电流的有效值上下波动，电容C不断的充、放电，输出端也就会产生与开关频率一致的纹波电压。理想条件下，输出电压纹波即电容C的电压脉动值，根据计算可知电容电压峰峰值

（1）

其中，I为电感中电流的交流分量，f为开关频率，C为输出电容容值。实际上，滤波电容并不是理想电容，包含等效串联电感ESL和等效串联电阻ESR（在500kHz以下，等效串联电感可以忽略），当输出电流中交流分量通过ESR时也会产生压降。

开关电源实际输出纹波波形如图2示，与开关频率相同的交流分量就是上面所说的开关纹波。除此之外，可以看到输出电压纹波中还包含一些开关噪声分量。开关尖峰主要是来源于整流二极管反向恢复时结电容、功率器件开关时功率器件结电容与寄生电感的谐振，频率一般为几兆至几十兆赫兹之间。另外，由于功率器件与基板、外壳和变压器原、副边之间存在寄生电容，当矩形波电压作用于功率器件时，开关电源输出端因此会产生共模纹波噪声。对于AC/DC，交流电压经第一级整流滤波后会含有低频纹波成分，再经DC/DC变换器衰减，在开关电源输出端还会表现出低频噪声。

2.2 抑制纹波的措施和方法

通过以上分析可以看出开关电源输出纹波主要来源于同开关频率一致的高频纹波、功率开关过程中谐振噪声、寄生参数引起的共模噪声纹波、输入低频纹波等，而为了抑制纹波的需要针对不同成分采取对应措施，针对常用的一些方法总结如下。

（1）对于高频纹波，结合公式（1）可以通过采取提高工作频率、增加输出滤波电感、选择输出电容时尽可能的选用大容值电容等措施。需要注意的是，在f达到上百千赫兹时电容充放电所产生的纹波UC远小于ESR所产生的纹波I×RESR，因此实际需要关注的不是电容的容量而是电容的ESR阻值，应选用ESR小的电容。此外，还可以采用多级滤波或者使用线性电源进行二级稳压。

（2）对于开关噪声，可以选用结电容小的开关管和恢复时间短的功率二极管、增加合适的吸收电路以及减小布线长度等。输出纹波中的共模噪声一般则通过增加共模滤波环节进行滤除或者降低开关毛刺幅值。

对于大电流、大功率开关电源除了通过上面的方法来减小纹波，还可以利用一种多路并联叠加的方法来抑制。如图3示，开关电源采用多路并联，多路同时提供输出功率，各路输出均有纹波，但多路之间若通过控制开关频率和相位使得各路交替工作，就可以减小输出电流和输入电流交流分量，输出电压纹波和输入电流纹波均可以有效抑制，输出需要的电容容量和输入需要的的差模滤波也能够减小。

3 方案设计

3.1 电路总体设计

为了抑制纹波的大小，基于上述多路并联思想，将两个电源模块并联输出，使用同一个反馈回路，两模块均有输出纹波。理想情况下通过CLOCK时钟模块产生两个相位相差180°的方波脉冲，用该信号同步两模块的PWM部分，控制两个电源的占空比均为50%，并且相位相差180°时，结合上节的分析可知，此时输出端二者纹波叠加后大大减小，同理输入纹波电流也很小，电路结构框图如图5示。

3.2 核心电路设计

电路的核心部分主要是用来产生180°相位差方波信号的CLOCK模块。通常用来生成方波信号方法主要是通过运算放大器或者比较器电路。运放电路考虑到常规运放带宽增益等的指标一般主要是用来产生几k至几十kHz的方波信号，频率太高时往往无法满足要求，对于开关电源这种开关频率一般几百kHz来说很难满足要求。利用比较器来生成的方波信号虽然频率可以达到很高，但方波信号的上升、下降沿变化速率不是很快，两个方波信号之间有一定的死区时间，而且相对电路也比较复杂。本文则利用响应快速的CMOS数字器件D触发器来生成方波，电路结构非常简单，图6是用来产生方波信号的电路原理图。

该电路分为两个部分，第一级由D触发器构成为振荡电路，第二级为一个二分频电路。设定电容C初始电压为0。第一阶段，上电后，触发器D1置位端恒为高电平，复位端接入低电平，Q输出高电平，输出低电平，开关V关断，电容C通过电阻R进行充电，电压逐渐升高。当达到触发器的H_level电压时，进入第二阶段，置位端输入高电平，从而输出高电平，电容C通过开关管V快速放电。当电容C放电至L_level电压时，D1置位端输入低电平，重新进入第一阶段。这样，Q端会输出一固定频率的脉冲信号，再经第二级二分频电路，D2的Q和Q即可输出相位相差180°的方波信号。

4 仿真及实验验证

上节给出了利用D触发器构成180°相位差电路方案，利用saber软件搭建电路模型进行仿真。各点波形如图7示，n_773为第一级D触发器产生的固定频率为804kHz的脉冲输出，n_455和n_453是第二级分频器输出的频率为402kHz方波信号，二者相位差为180°。为了验证采用并联电路方案对纹波的抑制效果，基于上面的180°相位差方波信号电路，现设计一款输出5V/3A的DC/DC变换器，并同常规DC/DC变换器的纹波作对比。二者均采用反激拓扑结构，具体方案分别为：方案一即常规的反激电路，采用光耦反馈；方案二由两个PWM芯片和变压器构成，使用180°相位差电路产生方波同步PWM芯片交替工作。输出电容选用三个47uF的电容，ESR相同为5mΩ，输入电感和电容分别均为1uH和4.7uF。仿真结果如图8示，从上到下分别为输入端纹波电流、输入端电容上纹波电压以及输出电压波形。

使用测量工具可以分别测出各波形稳态时各值的大小，具体见表1，对比可以看出，方案二的各个纹波指标均比方案一小很多。

为了进一步验证方案二的有效性，分别测试两款输出5V/3A的DC/DC变换器实际指标作对比。其中1|采用方案一中电路结构，即常规的反激拓扑电路；2|采用方案二中的并联结构。在输入电压为28V，输出满载时，实测纹波波形如图9示，可以看出1#变换器输出纹波电压和输入纹波电流分别为190mA和76mV，而2#分别为25.7mV和10mA。通过对比很明显可以看出方案二中的电路在抑制纹波方面具有优势。

5 总结

本文基于多路DC/DC变换器并联结构，利用D触发器搭建电路实现180°相位差方波信号输出，并用来同步两个PWM模块同步交替工作。通过仿真和实验验证了该电路结构的可行性，结果表明该方案可以有效的减小开关电源的输出纹波电压和输入纹波电流。对于整机系统来说，采用该方案电路所引入的电磁干扰将有效的减小，因此具有非常重要的意义。同时应该主要到该方案相对来说比较复杂，在电路成本和体积上有一定的劣势。

参考文献

[1]Marty Brown，开关电源设计指南[M].机械工业出版社，2005.

[2]Abraham I.Pressman，Keith Billings， Taylor Morey，开关电源设计[M].北京：电子工业出版社，2010.

第5篇：开关电源的设计与仿真范文

关键词：矿用传感器；开关电源；寄生参数；尖峰干扰；滤波器开关

电源的制造和工作机理也决定了其中存在工作电容、电感和寄生电容、电感。由于电感的电流不能突变，电容电压不能突变，因此，开关电源工作过程中，功率半导体器件高速通断使瞬态变化不可避免的频繁产生，由于瞬态变化产生的尖峰脉冲电压和浪涌脉冲电流成是开关电源的主要电磁干扰源[1]。煤矿监测监控用电源箱多为隔爆兼本安性设备，按煤矿有关规定，不能布置于工作面等场所，而工作面为煤矿主要作业地点，布置有大量的传感器，通常传感器到供电电源箱距离较长，因此提高传感器受电电源效率就成为煤矿用传感器的技术关键点之一，由于开关电源具有体积小、质量轻、效率高等方面的优点，目前采用开关电源是唯一成熟的技术方案[2]，传感器是煤矿监测监控的感知前端，其可靠性对整个煤矿的生产管理具有重要意义，开关电源是传感器的核心单元之一，其电磁辐射强度直接影响到传感器的可靠性，并对整个监测网络上的其他设备也有一定的影响，因此，降低开关电源的电磁干扰对提升煤矿用传感器的恶劣电磁环境适用性具有重要意义[3]。

1开关电源的电磁干扰分析

在开关电源工作过程存在电流、电压的高频瞬态变化，瞬态变化产生高频的dI/dt和dU/dt，随之形成的浪涌电流和尖峰电压产生强烈电磁干扰，只有抑制此类干扰，才能从根本上弱化电磁干扰。由于在开关电源工作过程中不可避免的采用工频滤波整流的方法，其中，大电容的快速充电放电、开关管开关状态的高频切换和续流二极管的频繁反向恢复都属于这类干扰[4]。开关电源中整流管的驱动波形、场效应二极管的漏源波形和续流管的恢复波形等基本上接近于非定频率的高频矩形波，其周期的倒数决定了基波频率，脉冲边缘上升时间与下降时间的和倒数决定了倍频频率分量的频率值，通常情况下基波频率在10～2000MHz范围内，谐波频率为基波频率的奇数倍，具有更高的频率特征，这些高频信号会对开关电源输出电压的纹波、控制电路的稳定性造成较强的干扰[5]。在煤矿用传感器上，主要表现为传导干扰和辐射干扰。其中，由于功率开关管通断时间很短，产生较大的电压变化率和电流变化率，并且开通回路中有电感存在，导致发生较高的尖峰电压和尖峰电流，由此产生的干扰通过引线传导，形成高频传导干扰；整流二极管产生的噪声干扰：整流二极管的非线性造成二极管导通角变小，同时，在滤波电容的储能作用下，由此产生了时间短、峰值高的尖峰传导电流，其中谐波分量丰富，频率通常在1000MHz左右，对控制器件的采样环节产生严重的干扰；功率电感产生的辐射干扰：由于绕制工艺制约，功率电感的不可避免的存在漏感，漏感将产生电磁辐射，造成辐射干扰，功率电感中流过脉冲电流，脉冲电流引起的电磁变化也会产生辐射干扰，开关电源工作时，续流二极管二次和滤波电容形成高频续流回路，由于切换频率较高，形成较大的电压变化率和电流变化率，向空间辐射噪声，形成辐射干扰；另外，开关管、散热片、电感的分布电容及分布电感也会形成电磁变化，形成空间辐射干扰[6]。

2开关电源的电磁干扰抑制措施

干扰源、耦合通路和敏感体是电磁兼容的三要素，屏蔽干扰源、切断耦合通路和强化敏感体的抗干扰能力是解决电磁兼容问题的3种技术途径，采取以上任何一种技术途径都可以弱化电磁干扰：提升抗扰度能力。开关电源工作在高频开关状态，因具体开关电源工作原理不同而表现方式多种多样，电磁兼容性问题比较复杂，但在原理上仍符合基本的抗扰度电路模型，从三要素入手仍可得到有效的抑制方法，目前煤矿传感器多采用开关电源控制集成电路联合器件的方案，一但集成电路选定后，电磁抑制只能从器件的选择和配置上寻求解决方案[7]。

2.1抑制开关电源中电磁干扰源

为保证煤矿用传感器的多电压供电需求，常用变压器加二极管整流的方式输出多组不同等级的电压，如上文所属，同样不可避免的存在传导干扰和空间电磁辐射干扰，通过饱和电感Ls串联在整流二极管上的方法抑制电磁干扰，饱和电感在减小二极管反向恢复电流中的应用如图1，其中，用具有制作饱和电感Ls的磁芯效果更优。由于使用矩形BH曲线磁性材料做的磁芯电感具有磁导率高的显著特点，在BH曲线上有一段可以快速进入饱和区的近似垂直线性区，实际工程应用中，在二极管导通状态下，使饱和电感近似于理想金属导体，工作在饱和状态，当二极管关断时，饱和电感近似于理想电感，工作在电感特性状态下，可以有效抑制反向恢复电流的快速大范围变化，起到弱化对外部干扰的作用[8]。

2.2切断电磁干扰传输途径

线上干扰是开关电源众多干扰的主要体现，使用电源线滤波器可以有效抑制电源线干扰，对电源线上差模干扰和共模干扰的抑制能力决定了电源线滤波器的效能。开关电源电磁干扰滤波器如图2。如图2，L1为共模电感，CY1和CY2为共模电容，CX1和CX2为差模电容，其中，共模滤波元件分别对共模干扰有较强的衰减作用，差模滤波元件对差模干扰有较强的衰减作用，对于共模干扰，共同1个磁环上，通常使用漏磁小、效率高的环形磁芯，2个绕组绕制时的匝数相同、绕向相反，构建共模电感L1，但在实际使用中，由于工艺问题，2个电感绕组不可能各项参数完全接近，存在一定的差异性，使2个绕组的电感值不可能完全相同，存在一定的差值，此差值正好等同于差模电感，因此，不必再单独构建独立的差模电感，这样可以降低电路的复杂度，提升可靠性，电容CX1及CX2与差模电感构成的∏型滤波器可以有效抑制差模干扰。图2中除了共模电感以外，电容CY1及CY2也对共模干扰也有良好的弱化效果，在低频时，共模滤波的抑制主要由电感器起作用，在高频时，电容CY1及CY2作为共模滤波器而起到抑制共模干扰的作用，电容CY1和CY2接于电源线和地线之间，承受的电压较高，因此，需要选择高耐压、低漏电流特性的器件，通常根据实际应用的具体参数选定电容CY1和CY2。对于差模干扰，通常使用低通滤波元件构成差模干扰抑制器，2根电源线之间接1只滤波电容是输入滤波电路的最简形式（如图2中电容CX1），电容的选取要考虑电源工作频率、干扰成分频率、耐压等综合因素，尽可能滤除干扰频率而保留有效分量，通常选取高频干扰阻抗低的电容，故对于电源线间的高频干扰相当于短路，难以通过，对于电源线间工频信号，由于频率为50Hz，属于低频分量，故阻抗很高，相当于开路，所以对工频信号传输影响较小，电容的耐压值要满足包括电压冲击在内的线路可能出现最大电压等级，为避免电容储能放电而引起的冲击危害，CX电容容量一般在0.01～0.1μF之间，不宜过大，总之，通过选取有效参数的电容，就能对高频干扰起到抑制作用[9]。

2.3使用屏蔽降低电磁敏感设备的敏感性

用电阻率低的金属材料对电场进行屏蔽，用磁导率高的复合材料对磁场进行屏蔽，从而屏蔽辐射，是抑制辐射噪声的根本方法之一。在实际工程应用中，使用具有金属屏蔽层的连接线和电源线，是阻断外部空间辐射电磁干扰耦合的常用方法之一，可以有效提升对于外部干扰的抑制能力，使用磁环、磁珠和单点接地的PCB布局等方法也可有效提升电源及信号线的抗干扰能力，开关电源外壳对器件可以起到支撑和防护作用，如采用低电阻率材料，也可以对电磁辐射干扰起到很好的防护作用，从而产生事半功倍的作用，由于干扰通常为高频分量，所以外壳的对对接缝要相对严密，缝处的焊接等处理应满足EMC规定的抗扰度屏蔽能力，通过上述措施的融合运用，可以有效提升开关电源抵抗外部电磁环境干扰能力，也可弱化对外部电子设备产生的干扰，但要注意，由于开关电源本身为高频器件，其采样和控制信号同样也未高频，一定要使有效信号频率位于滤波器通带之内，才能保证有效信号不会受到EMC元件的干扰[10]。

3应用通用电路模拟和PSPlCE仿真

3.1二阶无源电磁抑制滤波器干扰抑制效果

将二阶无源电磁抑制滤波器串入开关电源输出端接，利用示波器采样，观测滤波器输入、输出信号的变化，开关电源输出经过EMI滤波器后，电压信号幅值几乎没有衰减，而高频的尖峰干扰被弱化，几乎完全滤除，二阶无源电磁抑制滤波器抑制效果图如图3。3.2共模与差模传导干扰信号的抑制效果分析利用Pspice电压探头通过Lisn可以很容易的分离共模、差模信号，在通用电路分析软件中，利用加权、相关处理算法分离出的共模噪声低于30dBμV，差模噪声低于50dBμV，可见对噪声具有明显的抑制作用。共模和差模噪声的抑制效果图如图4。

3.3寄生参数影响的抑制效果

理想的EMI滤波器元器件均采用纯电容纯电感，实际使用情况下存在高频寄生参数，对高频寄生参数的抑制作用仿真效果如图5，干扰大于1MHz的干扰，采取本文抑制措施后，对干扰的抑制作用明显。

4结语

提出的基于EMI滤波器的开关电源抑制方法，可有效弱化开关电源输出端的尖峰干扰，抑制了传导性噪声干扰，并应用到传感器的设计中，提高了传感器在煤矿等复杂环境下的可靠性，同时在工程应用中发现对供电线路的浪涌、瞬变脉冲群干扰也有良好的抑制效果，整体提升了煤矿用传感器的抗EMC干扰能力。

参考文献：

［1］孟进，马伟明．带整流桥输入级的开关电源差模干扰特性［J］．电工技术学报，2006，21（8）：14－18．

［2］吕玉祥，刘宏林．多功能低功耗甲烷浓度检测仪的设计与应用［J］．中北大学学报，2006，27（3）：268－271．

［3］林引．矿用高可靠性本安型传感器电源电路设计与实现［J］．煤炭科学技术，2013，41（6）：88－91．

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［5］和军平，冯巨标．DC／DC开关电源对低压差分信号线干扰模型研究［J］．电机与控制学报，2014，18（9）：17－22．

［6］冯利民，谌平平．提高开关电源抗EFT／B干扰性能的研究［J］．电力系统自动化，2006，30（5）：78－82．

［7］周伟英，丘水生．开关电源电磁干扰抑制技术［J］．低压电器，2007（19）：45－52．

［8］闫海峰．开关电源电磁干扰机理及抑制措施探讨［J］．内蒙古石油化工，2012（2）：61－62．

［9］，何文忠．开关电源电磁干扰滤波器设计［J］．激光与红外，2007，37（1）：79－81．

第6篇：开关电源的设计与仿真范文

【关键词】开关电源；无源功率；因数校正；优化设计

中图分类号：S611文献标识码： A

1.前言

我国早在2002年就开始在全国范围内实行中国强制认证要求，即所谓的3C认证，3C认证有如下的要求：第一，要采用更加严格的电磁兼容（EMC）的要求标准，并型号提供电磁兼容性能简要报告以及相关的文件；第二，对谐波电流的限定和控制的强度需要加强，其实际过程中是添加了PFC（功率因数校正）电路。采取二极管整流、电容滤波的非线性是电路计算机开关电源的原理，它具有输入功率比较低，很强的谐波电流的特点和优势，从而可以用PFC电路来提高功率的因数，对谐波起到一定阻碍效果。这也就意味着功率因数的高低及其谐波电流失真状况是影响计算机电源的一个非常重要的因素。

2.功率因数的校正

根据我们所能掌握的情况来说，PFC（功率因数校正）分为无源PFC和有源PFC两种模式。

如图1所示，便是无源PFC电路的典型代表。

图1 无源PFC电路的运用代表图

事实上，为了防止开关电源的电磁干扰通过进线干扰开关电源外的其它电路或设备，通常会将电感接在整流器的前面，正如下图2所示，这样的改进消除了无源PFC电路中的电感的直流分量，可以防止电感铁芯饱和的情况发生。

应用无源PFC的优势表现在很多方面：方法简略、靠得住，不用进行控制，而且还能够使得输入的电流的总谐波含量和基波比下降到30%以内，输入电流的总谐波的含量及其3、5、7等奇次谐波可以获得很好的改善，功率因数也可以获得很好的提升。由于在电路中应用了串联电感补偿的方法，这样就会在必然程度上降低了成本。

图2 改进型的无源PFC电路

当然，从辨证的角度出发客观的研究无源PFC电路，也不难发现它也具有一些缺点，由于它增加了无源的元件，所以体积就会变得很大而且也会比较的笨重，导致校正之后的功率因数也不是非常的高，一般为0.8左右，并且还会释放大量的热，也有可能引发工频共振和噪声。

有源PFC和无源PFC相比，有源的PFC主要是使用了全控开关器件构成的开关电路，这样来使输入电流的波形跟随电压波形变化，从而能使电流和电压达到同相的目标。

使用有源PFC电路的开关电源的优势主要表现在两个方面，其一，能够使得总谐波的含量下降到5%以内，而功率因数则会跨越0.99，而且还能把开关电源输入电压的区域扩大为全域电压。其二，它还具有稳定性好、振动和噪声比较小的好处。

有源PFC技术的采用是可以很好的降低谐波的含量、增大功率的因数的，如此就满足了谐波含量的要求。但是，由于电路和控制都是比较复杂的，因而会产生较高的成本费用，并且开关器件的高速开关会导致电路开关的耗损增大，这样效率就会比无源PFC电路的效率低一些。

3.无源的PFC的工作原理

假设电源电压是正弦波，它的表达式可以表示为es=Essint；假设非线性负载从交流电源汲取的电路是周期性非正弦波形，可用以下式子进行表示：

Il=Insin(nt+n)

=I1cos1sint+I1sin1cost+I0+Insin(nt+n)

在上式中，等号右边的第1项是基波有功电流的分量，被记为ip；其次是基波无功电流的分量ir；第3项是直流分量；第4项是负载电流iL的高次谐波分量之和，被记为ih。

先计算出在一个周期内的平均功率，从而求得有功功率

P=iLdt=[ip+ii+I0+ih]dt

由此式积分以后演变可得

P=EsI1cos1

视在功率为

S=EsIL

则功率因数为

=P/S=I1/ILcos1=PF

4.无源PFC电路的仿真

在无源PFC的基础原理上，使用了下图3所示的电路进行仿真。

图3 无源PFC仿真的电路图

单相PFC电路的输入电路的电压和电流都是属于正弦波的模式的，输入的电压E=220V，C=300μF。

在PFC的电路中，选取合适大小的电感值L，这一点对于功率因数的校正是十分重要的。本文应用的就是MUTISIM仿真，在负载功率不同的情况下，经过对系统结构中的电感的参数大小的改变来观察系统的输出电流的波形，以及各个谐波的比例。

在负载不变的条件下，无源PFC电路的电感L取值不一样会对电路的功率因数有较大的差异，并且会呈一定的提高趋势，电感L值越大，高次谐波的分量就会越小，这时的电流波形类似于正弦波，相对应的电压相位的差值会越大。表1就为电感及其负载不同的时候的仿真的结果。

表1 电感L及不同负载情况下的功率因数

负载电阻

电感(mH) 100Ω 200Ω 300Ω 400Ω 500Ω 600Ω 700Ω 800Ω 900Ω

5 0.713 0.696 0.678 0.665 0.638 0.624 0.621 0.615 0.610

10 0.749 0.731 0.725 0.697 0.674 0.661 0.658 0.650 0.643

20 0.712 0.705 0.698 0.699 0.637 0.612 0.633 0.637 0.632

30 0.695 0.688 0.679 0.673 0.512 0.611 0.632 0.615 0.613

40 0.745 0.733 0.731 0.728 0.715 0.724 0.725 0.721 0.720

50 0.643 0.667 0.695 0.682 0.685 0.667 0.643 0.631 0.620

60 0.737 0.723 0.731 0.736 0.741 0.721 0.715 0.707 0.702

70 0.688 0.733 0.718 0.722 0.737 0.729 0.724 0.714 0.716

80 0.698 0.718 0.719 0.743 0.753 0.755 0.757 0.746 0.752

90 0.674 0.688 0.716 0.723 0.715 0.721 0.718 0.721 0.726

100 0.669 0.701 0.728 0.711 0.724 0.716 0.723 0.734 0.738

200 0.482 0.625 0.681 0.699 0.720 0.725 0.734 0.735 0.733

250 0.712 0.582 0.628 0.639 0.671 0.689 0.711 0.715 0.716

300 0.494 0.599 0.602 0.598 0.603 0.614 0.625 0.634 0.642

从表1我们就能够看出，当负载一定的时候，电感L的取值不同会造成校正后的功率因数有所变化。电流和电压的相位差与电感L的取值呈同向发展的态势，也就是说电感L的取值越大，电流和电压的相位差就越大，由此导致功率因数下降。当电感L的取值越小时，奇次谐波就会越大，如此也会降低功率因数；当电感L取定值时，跟着负载的增大，功率因数就会下降，而且负载变大，输入的电流就会越大，就会更容易使得电感铁芯趋于饱和，与此同时也会使得电源的输入功率降低。所以只有电感L取得合适值的时候，校正的效果才能达到最佳的状态。

依据表1中的数据，我们可以做出不同负载下功率因数与电感L之间的曲线关系图（如图4所示）

图4 功率因数与电感L的关系曲线图

从上附表和图中，我们可以看出，PFC技术运用在小功率的开关电源电路的时候，校正的效果是比较好的。然而，在许多的实际应用的案例中，很多的电源工作是都是达不到额定功率的，而且多数情况下都是处在轻载的状态的。无源PFC电路当处于轻载和满载的时候，校正的效果也是有所不同的。据我们所知，轻载时校正的功率因数是比满载的时候略微低点，这是在当无源PFC电路在处于轻载的时候会出现的状况。

按照表1 的数据、功率因数和电感L之间的曲线关系及其输入电压和电流相位的关系可以推断找到适合的电感值，而且是能够满足高次谐波的水平的。

一般情况下，在做PFC的分析时，大部分应用的是如图1所示的典型的无源PFC电路，它的电感是接在整流器的后面的，但是实际应用中常常使用如图2所示的经过改进的PFC电路，它的电感是接在整流桥的前面的，这种接法对于去除直流分量是很有效果的。如图5和图6所示，当L=0.06H，RL=300Ω的时候，分别使用图1 和图2的两种电路结构仿真得到的输入电流的频谱图。

图5无源PFC仿真的输入电流频谱图

图6 改进型的无源PFC仿真的输入电流频谱图

从图5所反映的结果来看，较大的直流分量很明显是运用了无源PFC电路结构的，同时我们也能看出电源功率的下降也是很明显的，谐波主要是来自偶次谐波，这样也会导致较大的无功分量的。所以说，现实中的电路中的电感L通常都是接在整流桥的前面的。

5.结束语

通过对分析仿真的无源PFC电路，可以得到下列的几个结论：

（1）输入电流谐波成分会因为PFC技术的应用而得到比较好的作用，同时，正确、合适地使用PFC技术能够适当减小输入的电流和电压的相位的差值。因此，校正功率因数的技术是提高整个电路功率因数质量的一个好的方法。当然，作为输入输出能量传递关键的电感元件，它的作用也是不可小觑。此外，对PFC的结果有作用的因素还包括电感的取值。

（2）无源PFC电路的优势在于：成本较低、较为简单、可以消除可能会产生的各种干扰噪声或信号，同时可以通过控制浪涌的电流来获得较为满意的有功分量。因此，无源PFC技术可以在小功率的场合推荐使用。

【参考文献】

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[3] 曹幼章,孙绍伍. 无源功率因数校正电路的实验研究[J]. 物理实验. 2001(10)

第7篇：开关电源的设计与仿真范文

引言

高压电源已经被广泛地应用?医学、工业无损探伤、车站、海关检验等检测设备中，也广泛应用于诸如雷达发射机、电子航空图显示器等军事领域。传统的高压电源体积大、笨重，严重影响了所配套设备的发展。目前的高压电源多采用开关电源形式，大大降低了体积重量，增加了功率，提高了效率。特别是高压小功率开关电源，几乎都是开关电源结构。本文所讨论的高压小功率开关电源，是为X射线电视透视系统配套设计的。这种系统是对原始X射线设备的改进，它增加一个叫做图像增强器的设备。这种设备采用电极对电子进行加速和聚焦，因而需要与之相配套的小功率高压电源。

1 方案选择

小功率高压电源最常用的例子是电视机的阳极高压发生器，它将几十伏的直流电源，通过功率变换和高压变压器升压，再整流滤波，变为高压输出；另一个应用实例是负离子发生器，常采用晶闸管调压方式。以上两种调压方式都需要一台单独可调的辅助电源，即高、低压组合方式。这样便加大了电源的体积和复杂程度。加之，由于电路结构形式的不同，它们的输出电压范围的调节很有限，需要大范围调节时，只能通过改变供电电压来实现。而X射线增强器的主路电压调节范围近10kV，上述电路形式很难满足要求。本文采用的半桥谐振式开关电源，成功地解决了以上问题。

2 技术指标

输入电压220（1±10％）V，（50±0.5）Hz；或宽范围输入电压180～250V。

输出电压／电流

阳极（正）电压/电流

标称值＋25kV/1mA，

电压范围＋23kV～＋32kV；

标称值＋7.35kV/200μA，

电压范围＋6.0kV～＋7.8kV；

标称值＋0.985kV/200μA；

电压范围＋0.8kV～＋1.1kV；

阴极（负）电压/电流

标称值－0.75kV/500μA；

电压范围－0.5kV～－1kV。

以上4路电压连动输出。

稳定度1％。

工作温度范围0℃～＋40℃。

存贮温度范围－40℃～＋55℃。

外形尺寸160mm×135mm×43mm。

图像增强器的电极在加工时不可避免存在有毛刺，在高电压下尖端放电击穿打火。要把毛刺烧掉，需要有较大的电流。这样，一方面要求电源输出功率设计得更要大些，另一方面应有完善的保护措施。

3 系统框图及工作原理

25kV小型化高压电源的系统框图如图1所示。

输入的市电经净化滤波后整流成300V左右的直流电压加到半桥电路的MOS管上。控制电路由最常用SG3525芯片组成。控制电路通过高压部件反馈绕组检测输出电压的变化量，产生激励脉冲去驱动功率MOS场效应管，实现稳压输出。

4 技术难点及解决办法

4.1 体积与绝缘

这种电源是专为X射线增强器配套的，它被安装在X射线增强器底座下一个狭小的空间，因而要求体积小。体积的减小与电路形式的选择，电路的性能及绝缘，散热等问题有直接关系。本电路将功率变换、控制电路等部分和高压部分分开屏蔽放置，并选择高强度的绝缘介质填充高压部分，很好地解决了这个问题。

    4.2 高频高压变压器

高频高压变压器是高压电源的核心部件。在低压（功率）变压器中，可以不考虑波形的畸变和工作频带的问题，因而可以忽略分布电容的影响。在高频高压变压器中，由于匝数增多,特别是次级匝数增多,当变压器工作频率比较高和电压变化率比较大时，必须考虑分布电容和漏感问题。这时，变压器模型如图2所示。L1为漏感，Cp和Cs分别为初级和次级的分布电容。变压器漏感L1和次级分布电容构成了串联谐振电路。当变压器次级开路或负载较轻时变压器可看成电感,因而与次级分布电容Cs构成并联谐振电路，其等效电路如图3所示。发生谐振时，电容两端的电压会高出工作电压，也就是说变压器内部的电压会高于输出电压。这无形中增大了对变压器的耐压要求。因而在变压器的绕制过程中，要尽量减少分布电容和漏感。假设各层电容相等，绕组共有m层，则分布电容Cs=C（C为次级绕组固有电容，N2为次级绕组匝数）。当次级匝数一定时，次级等效到初级的分布电容与次级的层数有关，层数越多分布电容越小。每一层上的匝数越少，分布电容越小。为了减小分布电容，采取分段分组绕制方式，并增加层数，减小每层匝数。变压器采用马蹄形铁氧体磁芯，其绕制示意如图4所示。

实践证明，分段分组绕制法还较好地解决了高压变压器的绝缘问题。

    4.3 输入电压范围的调制

工作在高频高压条件下的小功率电源，输入电压范围的调节会出现困难。不但调整率很差，而且在输入电压超过一定值时，电源无输出，或输出电压不稳定。原因是高压小功率电源的占空比很小，工作时的导通脉宽很窄（呈窄脉冲工作状态）。当输入电压升高时，输出能量不变，脉冲宽度变窄，幅度加长。输入电压升高到一定限度，控制电路呈失控状态，无法实现有效的闭环控制，导致整个电路关闭。为解决这个问题，经过分析试验，设计了一个输入电压调节电路，如图5所示。

它实际上是一个输入电压预稳压电路，输入电压经过它，成为基本稳定的电压，再加到主电路（开关电路）上。

    经过调试，试验和长期装机应用，证明了该电路的稳定与可靠。表1是设置输入电压调节电路与没有设置时的实测数据。为简化起见，这里只给出输出主电路（25kV）参数。明显看出，加了该电路后，输入电压调整率大大提高，输入电压调节范围也增至250V。

表1 输入电压变化对输出电压的影响

输入电压/V

有输入电压调节的输出电压/kV

无输入电压调节的输出电压/kV

180

26.2

22

198

26.4

26.1

220

27

28.5

242

27.5

无输出

250

27.7

无输出

由于上电时，输入端瞬间冲击电流很大，对输入电压调节电路造成危害。为此，还专门设计了输入缓冲电路。

另外，高压电源变压器的变比n大，变压器次级反馈到初级变化率较小，带来的问题是稳压效果不理想。这样,还设计了输出电压预稳压电路。因篇幅有限，实际电路从略。

5 开关电路的仿真实验

开关级电路原理图如图6所示。这里开关级的负载是高频高压变压器，它的输入特性与负载的特性有关。在高压小功率应用中，由于输出电流小，负载电阻大，次级整流二极管的导通角很小。为便于建立仿真模型。可忽略负载电阻的影响。

由于应用了仿真技术，大大简化了实验过程，降低了设计周期。用PSPICE仿真程序对图6电路分为轻载10μA和重载1mA两种情况进行仿真，结果见图7(a)和图8(a)。在以后进行的电路实验中，实测的电流波形见图7(b)和图8(b)与仿真的波形基本相符。另外，从仿真波形还可看到轻载时的浪涌电流峰值较大，与重载时几乎相等。变压器空载损耗增加，导致变压器发热，这是需要进一步解决的问题。

6 结语

第8篇：开关电源的设计与仿真范文

关键词：直流斩波电路；升压式斩波电路；降压式斩波电路；MATLAB/Simulink

直流斩波电路是将固定直流电压变换成可变直流电压的电路，也称为直流变换技术。广泛地应用于开关电源及直流电动机驱动中，如不间断电源（UPS）、无轨电车、地铁列车、蓄电池供电的机动车辆无级变速，以及20世纪80年代兴起的电动汽车控制等。通过设计不同的直流变换电路，可以提供可调的直流电源，进而满足不同设备的性能需求。

直流斩波电路按变换电路的功能分为：升压式变换（Boost Converter）、降压式变换（Buck Converter）、升降压式变换（Boost-Buck Converter）、Cuk变换（CukConverter）、Sepic变换（Sepic Converter）和Zeta变换（ZetaConverter）。

本文以升压式变换电路与降压式变换电路为例，分析其设计原理，推导理论公式，并基于MATLAB/Simulink软件，搭建了直流斩波升、降压电路的模型。

1升压式直流斩波电路分析

1.1工作原理介绍

升压式直流斩波电路顾名思义即输出电压总是高于输入电压，其主电路如图1所示，由可控开关VT、储能电感L、升压二极管VD和滤波电容C组成。

升压式斩波电路的基本工作原理是：当可控开关VT处于通态时，电源E经开关VT向电感L提供能量，二极管VD承受反压而截止，负载R所消耗的能量由电容c提供，此时负载电压等于电容电压。当可控开关VT处于断态时，二极管VD导通，电源E和电感L叠加共同向电容C充电，并给负载R提供能量。

假设电路输出端滤波电容C足够大，以保证输出电压恒定，电感L的值也很大，电路数量关系推算如下：设VT通态时间为ton，此阶段L上储存的能量为EI1ton，设VT断态时间为toff，此阶段电感释放能量为（U0-E）I1toff。在稳态工作时，电感电压在一个周期（T=ton+toff）中积蓄能量与释放能量相等，即：

化简得：

（1-1）

1.2MATLAB/Simulink建模与仿真

为进一步分析升压式直流斩波电路的实际工作情况，利用MATLAB/Simulink软件搭建其仿真模型。可控开关VT由全控型器件IGBT组成，利用示波器进行各支路电流、电压表的波形监测，如图2所示。

在参数设置时，直流电压源E为24V，IGBT的通断由振幅为5，脉冲周期为0.2ms的脉冲来触发，脉冲宽度设置为80，即一个周期的80%开关VT导通，20%开关VT关断。根据理论公式（1-1）计算输出电压平均值：

对于仿真过程中电压波动幅值较大，应增加滤波电容或者提高变换效率。

2降压式直流斩波电路分析

2.1工作原理介绍

降压式直流斩波电路即对输入电压进行降压变换，其主电路如图4所示，由可控开关VT、滤波电容C、储能元件L和续流管VD组成。

降压斩波电路的基本工作原理是：当可控开关VT处于通态时，VD承受反压而截止，电源经开关VT给电感L储存能量，并向负载供电，负载电压U0=E-UL。当可控开关VT处于断态时，电感L产生感应电动势，二极管VD导通续流，负载电压U0=-UL。

（2-1）

当ton

2.2 MATLAB/Simulink建模与仿真

同1.2，利用MATLAB/Simulink建模搭建其仿真模型，如图5所示。参数设置时，由于重点观测降压过程，将直流电压源E设置为200V，IGBT的通断振幅及脉冲周期不变，脉冲宽度设置为50，即一个周期的50%开关VT导通，50%开关VT关断。根据理论公式（2-1）输出电压平均值：

仿真所得的输出电压u0波形如D6（a）所示，负载供电电流波形如图6（b）所示。负载上的电压u0从零开始迅速上升，最后稳定在100V左右，与理论值一致，实现了降压目的。其电压波动幅值较大，将电感从原来的L=0.1H扩大10倍至L=IH，所得到输出电压的波动变得平缓，最终稳定在100V，如图7所示。

第9篇：开关电源的设计与仿真范文

关键词 列车；制动；便携；诊断仪

中图分类号 TP18 文献标识码 A 文章编号 1673-9671-(2012)082-0140-03

随着动车组技术的不断发展和动车组运用的普及，CRH2型、CRH380A型动车组运营车辆的数量不断增加，在车辆运用中发生的偶发性故障的数量将会相应增多。因此，车辆动态试验、检修和运用中的故障查找的重要性更加凸显，故障分析处理中需要进行相应的信号仿真和信息模拟才能进行故障点的查找和维修后的验证，针对该项问题，着力解决困难条件下的制动系统故障查找困难的问题，研制了便携式列车制动仿真故障诊断仪。

该系统具备车辆速度模拟、车辆再生有效模拟、再生请求采集、反馈模拟等基本功能，采用便携式结构，减少故障查找的工作量，提高作业效率。设计时采用精度高、成熟可靠的技术，使系统满足车辆精度要求的基础上尽量轻量化，便于携带；在装置本身配置软件控制系统，编制方便操作的程序控制界面；与车辆的接口采用通用的连接器进行信号传输，易于操作。

1 诊断仪主要功能及技术参数

1.1 主要功能介绍

便携式列车制动仿真故障诊断仪，由便携式PC、便携式仪器箱和接口线路组成。

采用小型轻量化自动控制方式产生正弦波、方波信号来模拟车辆速度；通过高精度直流电源模拟列车制动工况下的再生制动有效，利用小型可调的直流电源模拟牵引变流器再生制动反馈信号，使制动系统产生电空协调运算。

对制动系统的再生请求信号进行测量；向列车网控系统模拟制动故障信号（抱死1、抱死2、制动不缓解），诊断信号传输系统。将上述各项功能集成便携式化系统，通过PC机对各功能进行集中控制。

1.2 主要技术参数

供电电源 AC220V 50 Hz

速度模拟信号 650 km/h以内

频率输出 0-10 KHZ

频率幅值范围 ±20 V

波形 正弦波/方波

再生有效信号输出 DC100 V±1 V（最大输出电流2 A）

再生反馈信号 DC0～10 V，精度±0.1 V

再生请求信号测量 0～20 V，精度±0.1 V

2 系统硬件和软件设计

2.1 硬件系统设计

便携式列车制动仿真故障诊断仪需要满足便携、轻量化、外部信号接口统一配置、仿真模拟操控方便等要求，在方案确定和选型过程中都充分考虑以上需求。

该集成化系统由PC机、通讯数据线和仪器箱组成。仪器箱包括便携式手提箱、仪器面板、AC/DC轻系列开关电源、主控制板、继电器板等组成。

2.1.1 速度信号电路设计

该集成化系统的核心是速度信号输出电路，在方案论证中，提出了四个方案：

1）选用成品脉冲信号发生器，开发最简单，风险小，但体积庞大。不能满足便携、轻量化的要求。

2）单片机运算能力不能满足信号仿真要求。

3）DDS脉冲信号集成电路，是单象限信号，只能在正电压范围连续调节，无法实现全电压连续可调的功能。

4）采用CPLD复杂可编程逻辑器件实现正弦波数字信号，再通过高速DA转换电路产生仿真信号。CPLD运行频率高，能够实现预定的功能。

2.1.2 便携式手提箱

便携式手提箱是仪器箱的箱体，采用GE塑料材质，成分为ABS工程塑料混合聚丙烯异分子，高压铸塑技术成型，满足便携、坚固、防潮、安装、维护等功能要求。

2.1.3 通讯接口

便携式PC与仪器箱之间数据交换选用USB到RS-232高速转换器AU-820。

2.1.4 仪器面板

仪器面板设计按照功能进行了分区，仪器面板布局图见图1。分区功能如下：

1）DC100V输出：包括DC100V熔断器和6路指示灯DC100V输出信号指示。

2）故障指令模拟：包括10个指示灯显示模拟信号状态。

3）RS232： 9针DB9母头连接器。

4）再生反馈电源：包括电源保护熔断器和输出指示灯。

5）仪器供电：包括AC220V电源指示灯、熔断器、电源开关、接地保护端子、电源插座。

6）外部接线：包括3个航空插座，CN1输出仿真速度信号、模拟量输入信号、再生反馈电源信号，CN2输出6路DC100V信号，CN3输出10路故障指令模拟信号。

图1 仪器面板布局图

2.1.5 电源

为减轻仪器重量，故障诊断仪电源系统选用AC/DC轻系列开关电源：

1）输入电压：220VAC±20%。

2）第一路输出（再生有效信号）：100VDC/4A。

3）第二路输出（再生反馈）：0～20V/30W。

经过实际测量在满负荷的情况下输出电压精度偏差均在0.1V以内。

2.1.6 主控制模块