正弦波逆变电源精选(九篇)
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第1篇：正弦波逆变电源范文
关键词：逆变电源；SPWM；并联运行；PID控制
中图分类号：TN99 文献标识码：A 文章编号：1006-8937（2016）29-0007-03
1 主电路参数设计与选型
1.1 直流电压，额定电流与IGBT选型
选择输出线电压有效值为380V+-5%，额定容量100 kVA，故选择直流电压、额定电流如下：
本实验采用Universal Bridge来实现IGBT，如图1和图2所示。
1.2 主电路设计与参数
本三相四线电路采取SPWM控制逆变电路，利用正弦波与三角波比较产生的反映正弦波特性的一系列不同宽度的脉冲，这些脉冲序列作为开启/关闭逆变桥开关器件的信号，使直流电压变为一系列周期性阶梯波，波形在电容的作用下得到近似正弦波的波形，并在输出滤波电路的作用下最终生成正弦波；本实验的逆变电路是三相可控全桥式逆变电路，并且由两个逆变器并联工作。[1]如图3、图4、图5、图6和图7所示。
2 输出滤波电路参数设计过程
本实验根据实验情况，选取阻尼比ξ=0.8，期望自然振荡频率？棕=3 500 rad/s，n=10来计算。
5 非线性负载下静态均流效果仿真与结果分析
5.1 RLC负载
负荷电路图，如图9所示。电压电流波形图，如图10所示。电压谐波分析，如图11所示。
5.2 二极管负载
负荷电路图（其中一相），如图12所示。电压电流波形图，如图13所示，电压谐波分析，如图14所示。
6 线性负载变化动态均流效果仿真与结果分析
电路图，如图15所示。
电压电流波形，如图16所示。
电压谐波分析，如图17所示。
参考文献：
[1] 杨荫福，段善旭，朝泽云.电力电子装置及系统第1版[M].北京：清华大学 出版社，2006：66-83.
第2篇：正弦波逆变电源范文
【关键词】：无工频变压器；电路；电源
中图分类号： TM4 文献标识码： A
一、正弦波逆变器的设计要求和主电路形式及参数
1.1逆变电源的设计要求和目标
1）输出电压：输出为单相220VAC（有效值），频率为50Hz±1Hz。
2）输出功率：4KW，允许过载20%，既Pomax=4800W。
3）输出电流：允许失真度为3倍，既在电压峰值时的电流峰值允许最大为有效值的3倍。最大有效值为Pomax/Voe=4800W/220V≈16.5A。
4）整机效率：设计目标η≥78%。
5）输入电压：输入：110/220V直流电压波动±15%
1.2主电路形式选择
1.2.1无工频变压器的逆变电源工作原理
逆变电路以PWM方式首先将220VDC电压逆变成高频方波，经高频升压变压器升压，再整流滤波得到一个稳定的直流电压，比如350VDC。这部分电路实际上是一套直流/直流变换器，既DC/DC或DC-DC。然后，由另一套逆变器以SPWM方式工作，将稳定的直流电压逆变成有效值稍大于220V的SPWM电压波形，经LC滤波后，就可以得到有效值为220V的50Hz交流电压。
1.2.2主电路形式
无工频变压器的逆变电源实际上包含两部分：一套DC/DC和一套SPWM逆变器。DC/DC的设计这里我们不讨论。所以，这里只讨论SPWM逆变主电路，其电路形式如下图所示,电源350V。
单相SPWM逆变主电路
1.3 参数设计
1.3.1开关管
逆变器允许输出峰值电流为
Im=3Iom=3*5.5A=16.5A
所以开关管选择额定电压为600V，额定电流30A。
1.3.2 LC滤波
L为工频电感，电感量可选为1～3mH。为减小噪声，选闭合铁芯，如OD型硅钢铁芯（400Hz）或铁粉芯铁芯。
C为工频电容，可以选CBB61-10µF-250VAC。
1.4 整体电路（如下图）
二、逆变控制电路的设计
2.1 SG3525结构框图和引脚功能
逆变电源控制电路的核心是SPWM发生器。系统采用SG3525来实现SPWM控制信号的输出，该芯片其引脚及内部框图如下图所示。
直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5 V基准电压。+5 V再送到内部(或外部)电路的其它元器件作为电源。
振荡器脚5须外接电容CT ,脚6须外接电阻RT ,振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1.18／RTCT ,逆变桥开关频率定为10kHz，取CT=O．22μF，RT=5 kΩ。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器的输出。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补，交替输出高低电平，将PWM脉冲送至三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入死区时间，保证V1及V2不同时导通。最后，V1及V2分别输出相位相差180°的PWM波。
2．2 SPWM调制信号的产生
要得到正弦电压的输出，就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关，所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。通过SG3525来实现输出正弦电压，首先要得到SPWM的调制信号，而要得到SPWM调制信号，必须得有一个幅值在l～3.5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3525脚2，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波实现SPWM的控制电路框图,如图下所示。
基准50Hz的方波是由555芯片生成的，用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号，使其转换成50Hz的方波，经过低频滤波，得到正弦的控制信号。当电源输出电压发生变化时，会改变正弦信号的幅值，使SG3525输出脉宽也发生相应的变化，这就构成了一个闭合的反馈回路，能有效稳定输出的波形。
三、其他回路设计
3.1 过电流保护电路
过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在IGBT允许的过流时间内将其关断，起到保护作用。
从整体电路图可知，过流保护信号取自CT2，经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端，如上图所示。当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时，比较器输出高电平，使D2从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，使电压比较器一直稳定输出高电平。同时，该过电流信号还送到SG3525的脚10。当SG3525的脚10为高电平时，其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。
3.2 驱动电路的设计
驱动电路的设计既要考虑在功率管需要导通时，能迅速地建立起驱动电压，又要考虑在需要关断时，能迅速地泄放功率管栅极电容上的电荷，拉低驱动电压。具体驱动电路如下图所示。
其工作原理是：
1)当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使Q1的基极电位迅速上升，导致D2导通，功率管的栅极电压上升，使功率管导通；
2)当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使Q1的基极电位拉低，而功率管栅极上的电压还为高，所以导致Q1导通，功率管的栅极电荷通过Q1及电阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地关断。
当然，对于功率管的保护同样重要，所以在功率管源极和漏极之间要加一个缓冲电路避免功率管被过高的正、反向电压所损坏。
如需减小电源体积，驱动电路可以选择IR2110集成芯片。
3.3 欠压电路
SG3525内部自带欠压保护，故不用设计。
四、逆变器的实验结果
第3篇：正弦波逆变电源范文
【关键字】电力系统谐波；治理方案；弧焊逆变电源
1 谐波简介
1.1 谐波定义
从严格的意义来讲，谐波是指电流中所含有的频率为基波的整数倍的电量，一般是指对周期性的非正弦电量进行傅里叶级数分解，其余大于基波频率的电流产生的电量。从广义上讲，由于交流电网有效分量为工频单一频率，因此任何与工频频率不同的成分都可以称之为谐波。
1.2 谐波产生的原因
由于正弦电压加压于非线性负载，基波电流发生畸变产生谐波。主要非线性负载有UPS、开关电源、整流器、变频器、逆变器等。
1.3 谐波的危害
降低系统容量如变压器、断路器、电缆等 ；加速设备老化，缩短设备使用寿命，甚至损坏设备 ；危害生产安全与稳定；浪费电能。
2 谐波治理
目前常用的谐波治理的方法无外乎有两种，无源滤波、有源滤波，时常辅以无功补偿。
2.1 无源滤波
2.1.1 无源并联滤波器
现有的谐波滤除装置大都使用无源并联滤波器，对每一种频率的谐波需要使用一组滤波器，通常需要使用多组滤波器用以滤除不同频率的谐波。多组滤波器的使用造成结构复杂，成本增高，并且由于通常的系统中含有无限多种频率的谐波成分，因此无法将谐波全部滤除。不仅如此，由于并联滤波器对谐波的阻抗很低，通常会使谐波源产生更大的谐波电流，谐振在不同频率的滤波器还会互相干扰，例如7次谐波滤波器就可能会放大5次谐波。
工频是单一频率，而谐波有无限多种频率，可见谐波具有无限的复杂性，使用并联滤波器的方法显然无法对付无限频率成分的谐波。
2.1.2 无源串联滤波器
电感与电容串联构成的LC串联滤波器，具有一个阻抗很低的串联谐振点，由此构造一个串联谐振点为工频频率的串联滤波器，并将其串联在线路中，就可以滤掉所有的谐波。
当谐波电流由外网窜入而影响内网负荷设备的正常运行时，在电源与负荷设备之间接入串联滤波器就可以阻挡谐波保证负荷设备的正常运行。
当谐波由内网设备产生而影响系统时，产生谐波的设备即为谐波源，在谐波源与电源之间接入串联滤波器就可以使谐波源产生的谐波电流大幅度减小。
当串联滤波器连接在电源与谐波源之间时，谐波源的输入电压波形会发生严重畸变，正时这种电压波形的畸变使得谐波源的电流接近正弦波。这种输入电压波形畸变可能会影响谐波源控制电路的正常运行，如果出现控制电路不能正常运行的情况，应该将控制电路的电源改接至串联滤波器的前端。
2.2 有源谐波滤除装置
有源谐波滤除装置是在无源滤波装置的基础上发展起来的。
2.2.1 有源滤波装置的优点
有源滤波装置能做到适时补偿，且不增加电网的容性元件，滤波效果好，在其额定的无功功率范围内，滤波效果是百分之百的。
2.2.2 有源滤波装置的缺点
有源滤波装置由于受到电力电子元件耐压，额定电流的发展限制，成本极高，其制作也较之无源滤波装置复杂得多，成本也就高得多了。
2.2.3 有源滤波装置的原理
有源滤波装置主要是由电力电子元件组成电路，使之产生一个和系统的谐波同频率、同幅度，但相位相反的谐波电流与系统中的谐波电流抵消。
2.2.4 有源滤波装置的适用场合
有源滤波器主要的应用范围是计算机控制系统的供电系统，尤其是写字楼的供电系统，工厂的计算机控制供电系统。
2.2.5 有源滤波装置的现状
对单台的有源滤波装置而言，其利润是可观的，但用户一般不愿意用有源滤波，对于谐波的含量，不必滤得太干净，只要不危害其他用电器也就可以了。
2.3 无功补偿概述
无功功率对供电系统和负荷的运行都是十分重要的。电力系统网络元件的阻抗主要是电感性的。因此，粗略地说，为了输送有功功率，就要求送电端和受电端的电压有一相位差，这在相当宽的范围内可以实现；而为了输送无功功率，则要求两端电压有一幅值差，这只能在很窄的范围内实现。
网络元件和负载所需要的无功功率必须从网络中某个地方获得。显然，这些无功功率如果都要由发电机提供并经过长距离传送是不合理的，通常也是不可能的。合理的方法应是在需要消耗无功功率的地方产生无功功率，这就是无功补偿。
3 弧焊逆变电源
3.1 弧焊逆变电源谐波
弧焊逆变电源作为一种典型的电力电子装置,虽然具有体积小、质量轻、控制性能好等优点,但其电路中存在整流和逆变等环节,导致电流波形畸变,产生大量的高次谐波。高次电压和电流谐波之间存在严重相移,导致焊机的功率因数很低。谐波产生的原因主要有以下两方面因素:
3.1.1 逆变电源内部干扰源逆变电源是一个强电和弱电组合的系统。在焊接过程中,焊接电流可达到几百甚至上千安培。因电流会产生较大的电磁场,特别在逆变主电路采用高逆变频率的焊接电源系统中,整流管整流,高频变压器漏磁,控制系统振荡,高频引弧,功率管开关等均会产生较强的谐波干扰。
3.1.2 逆变电源外部干扰源电网上的污染对电源系统来说是较为严重的干扰。由于加到电网上的负载千变万化,这些负载或多或少对电网产生谐波干扰,如大功率设备的使用使电网电压波形产生畸变,偶然因素造成瞬时停电,高频设备的开启造成电网电压波形具有高频脉冲、尖峰脉冲成分。
3.2 软开关技术
随着电力电子技术向着高频率、高功率密度方向发展,硬开关工作方式的开关损耗及谐波干扰问题日益突出。从提高变换效率、器件利用率,增强电磁兼容性以及装置可靠性着眼,软开关技术对任何开关功率变换器都是有益的。在某些特殊情况(如有功率密度要求或散热条件限制场合)下尤为必要。在无源与有源两大类软开关技术中,不使用额外开关元件、检测手段和控制策略的无源方式有着附加成本低,可靠性、变换效率及性能价格比高等诸多优势,在工业界单端变换器制造领域基本确立了主流地位。对拓扑结构而言,串电感和并电容的方法是唯一的无源软开关手段,由此演变而来的所谓无源软开关技术,实际上就是无损耗吸收技术。
参考文献
第4篇：正弦波逆变电源范文
关键词 太阳能 全桥逆变电路 保护电路
0前言
目前，能源结构仍以煤、石油、天然气等一次能源为主，随着能源需求的增加，这些一次能源储量正在日趋枯竭。同时，煤、石油、天然气等常规能源在满足能源需求的同时，也对生态环境造成了严重的破坏。因而，要解决能源需求问题，实现可持续发展，只能依靠科技进步，大规模开发利用可再生能源和新能源。
小型高效率太阳能逆变电源将太阳能转换为电能，经过能量存储、变换、控制等环节，向负载提供交流电源，可应用于各种功率较低的电器，如照明设备等，对于节能环保具有重大意义。
1太阳能电池板储能
太阳能电池板作为太阳能逆变电源中的核心部分，将太阳能电池通过光电效应或者光化学效应把光能转化成电能，进而用蓄电池中存储起来，其结构如图1所示。
储能蓄电池一般为铅酸电池，有12V和24V这两种，也可用镍氢电池、镍镉电池或锂电池。本设计采用24V铅酸电池。
2逆变电路设计
逆变主电路拓扑结构主要有全桥、半桥、推挽等结构。本文所设计的逆变电源采用全桥结构，电路如下图2所示。
逆变电源结构由全桥逆变电路、升压变压器及LC滤波电路构成。其中，全桥逆变电路的每个桥臂由可控器件MOSFET以及反并联的二极管组成，桥臂VT1、VT4为一对，桥臂VT2、VT3为一对，对角桥臂轮流控制导通，二极管实现续流作用；升压变压器可将电压升高到系统所需的电压等级，具有电气隔离、升压和储能的作用；滤波电路由电感Lf和电容Cf构成，滤除输出电压中的高次谐波分量， 实现正弦波输出。
3保护电路设计
为保证电路正常工作，除了主电路之外，还需设计必要的保护电路。
3.1蓄电池反接保护
蓄电池反接保护如图3所示， D0为防反二极管，FU为保险丝。二极管D0及保险丝FU构成蓄电池反接保护电路，当蓄电池反接时，二极管D0及保险丝FU构成短路回路，过大的短路电流使保险丝L1快速熔断，从而保护了蓄电池充电电路中的其它元器件。
3.2 MOSFRT过压保护
为了抑制MOSFET关断时的过电压并减小其关断损耗，需设置关断缓冲吸收电路。常见的关断缓冲吸收电路分为充放电型和放电阻止型两类。而充放电型的吸收效果好于放电阻止型，本设计采用RCD充放电型关断缓冲吸收电路，电路结构如图4所示。
RCD吸收电路并联在MOSFET的漏极和源极两端，关断时吸收电容C的电压从零开始充电上升，具有较好的过电压吸收效果。但电容C从零电压开始充放电的电流通过电阻R，造成其功耗较大，当运行频率较高时，会严重影响装置的运行效率。
4小结
随着电力电子器件的进步及各种新型电路拓扑结构的研究，太阳能逆变电源的应用将有更为广阔的发展前景。本设计中的太阳能逆变电源还有值得改进的地方，在调试中将进一步完善。
参考文献
[1] 史卫华，陈玉.独立式太阳能光伏逆变电源的研究[J].信息与电脑：理论版，2010（3）.
[2] 肖啸，许德富，等.太阳能电池的光学管理基本概念[J].四川大学学报（自然科学版），2015（5）.
第5篇：正弦波逆变电源范文
【关键词】TMS320F2818；SPWM；事件管理器
【Abstract】This paper introduced method to generate the three-phase full-bridge voltage inverter SPWM Modulation principle and TMS320F2812 chip. It described the use EV generates three-phase SPWM mothod.Finally the experimental results were illustrated， the output waveform is smooth and scale distortion is low.
【Key words】TMS320F2812； SPWM； Event Manager
0 前言
随着交流异步电机的应用日益广泛，交流伺服驱动成为现代伺服驱动的主流方向，正弦脉宽调制技术SPWM是逆变技术的核心。早期通过模拟电路和数字电路硬件产生SPWM，虽然波形稳定精确，但结构过于复杂、参数修改麻烦。现在主流的控制方式是通过单片机等微控制器实现SPWM的控制，随着信息化的迅速发展，需要处理的数据量的增大，对实时性和精度也提出了更高的要求，越来越多的用户开始选用DSP来提高产品的性能。
本文介绍一种DSP处理器TMS320F2812实现SPWM信号的生成，并将产生的SPWM应用于三相逆变电源。
1 SPWM生成方法
将正弦波分成N份，可以将正弦半波视为N个相连的脉冲序列所成的波形，并且这些脉冲宽度都为？仔/N，幅值按正弦规律变化。根据面积等效原理，冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节时的效果相同。可以用数量相同的等幅不等宽的矩形脉冲代替正弦波，且矩形脉冲和相应正弦波部分冲量相等。三相桥式逆变电路如图1所示，采用的是双极性控制方法，其调制的原理如下。U、V、W三相调制信号urU、urV、和urW依次相差120°，且共用一个三角波载波uc。以U相为例，当urU>uc时，给上桥臂V1导通，下桥臂V4关断，电压UUN'=Ud /2。当urU
图1 三相桥式逆变电路
2 程序算法
根据SPWM的控制原理，在正弦波和三角波的交点时刻控制开关器件的通断，这种生成SPWM的方法称为自然采样法。这种方法虽然波形最接近正弦波，但要求解复杂的超越方程，因此工厂上应用不多。规则采样法是一种应用较为广泛的方法，图2为规则采样法原理图。在三角波负峰值时刻tD对正弦波采样得到D点，在D点作水平直线交三角波于A、B点，则tA时刻和tB时刻控制开关器件的通断。
设正弦调制信号波为：
u=asin？棕t（1）
根据图3可知：
■=■（2）
脉冲宽度为：
？啄=■（1+asin？棕tD）（3）
式中a为调制度（0
图2 对称规则采样法
3 系统的硬件和软件设计
3.1 波形生成的方法
以U相为例，假设三角载波幅值为Ur，周期为Tr，频率为fr。正弦调制信号波为u=asin？棕t。载波频率fc和调制信号fr之比为载波比N=fc/fr。载波比N越大，输出波形越趋向于正弦波。在三相PWM逆变电路中，为了使三相输出波形严格对称，必须取采用同步调制方式，并且载波比N为3的倍数。根据以上原则，取N=120，a=0.8。载波频率为6kHZ，正弦波频率为50HZ。根据？啄=■（1+asin？棕tD），其中tD为采样时刻。
由此可见，DSP需要满足以下几个功能：连续增/减计数模式；比较和捕获。
连续增/减计数模式：在给定初始值后，定时器先从初始值递增到周期寄存器的值，在递减直零，然后再从零开始递增到周期寄存器的值，不断循环下去。
比较：当定时器数值变化时，其数值与比较寄存器数值相等时，通过引脚输出电平变化，产生PWM波形。
捕获：通过一个引脚输入捕获脉冲触发，将计数器的值读入捕获寄存器并申请中断。用来测量脉冲宽度。
由于三相全桥电路同一桥臂的两个开关不能同时导通，否则会造成电源短路。所以DSP还必须有死区控制PWM电路功能。
3.2 TMS320F2812的EV模块简介
TMS320F2812是美国TI公司推出的定点32位DSP芯片，运行时钟150MHZ，处理信息能力150MIPS，I/O口丰富，最突出的优点的是具备事件管理器EV（Event Manager）。它具有2个16位的通用定时器（通用定时器1和通用定时器2），3个比较单元（比较单元1、比较单元2、比较单元3），3个捕获单元（捕获单元1、捕获单元2、捕获单元3）以及正交编码脉冲电路（QEP电路），其中每个比较单元可以产生一对互补的PWM波，三个比较单元生成6路PWM波可以驱动一个三相全桥电路；捕获单元通过捕获输入脉冲的上升沿或下降沿测量出信号的时间间隔，利用六个边沿检测单元测量外部信号的时间差，从而确定电机的转子转速；正交编码电路可以对输入的正交脉冲进行编码和计数从而得到旋转机械部件的速度、位置等信息。因此TMS320F2812适合用于工业控制和电机控制等领域。
3.3 硬件设计方法
定时器T1CON有四种计数模式（保持/停止模式；连续增/减计数模式；连续增计数模式；定向增/减计数模式）定时器T1工作模式取决于T1控制寄存器的第12位TMODE1和第11位TMODE0。为了得到三角波作为载波信号，令定时器T1控制寄存器T1CON取TMODE的值为1，定时器T1工作与连续增/减计数模式。
EVA模块的PWM电路框图如图3所示，事件管理器EVA模块有三个全比较单元，分别是比较单元1、比较单元2、比较单元3，它们的时钟信号由通用定时器1来提供。每个比较单元能输出一对互补的PWM波形，使得EVA能驱动一个三相全桥电路。当通用定时器1计数器T1CNT与比较单元中的比较寄存器CMPRx（x=1，2，3）相等时，这是波形发生器改变引脚电平状态，形成上升沿或下降沿，产生一对互补的PWM波形PHx和PHx_”（x=1，2，3）。通过死区单元设置死区，使得波形之间具有死区时间。最后输出逻辑电路决定输出的波形状态。得到的具有死区时间的DTPHx和DTPHx_（x=1，2，3）。
图3 EVA模块的PWM电路功能框图
3.4 软件设计方法
主程序在系统初始化后根据式（3）计算出每个三角波中的脉冲宽度，形成正弦表，等待中断标志位的响应。当三角波周期到来前，将中断子程序所得到的值分别送入比较寄存器CMPRx（x=1，2，3）中，使他们和通用计数器TICNT进行比较，产生SPWM波形。图4为系统程序流程图。
图4 系统程序流程图
4 实验结果和结论
通过编写好的程序下载至DSP开发板中并用示波器测量PWM1和PWM2引脚，波形稳定毛刺不明显，并且互补的两路PWM间隔完全可以保证所需的死区时间，PWM波占空比以正弦规律变化。经过LC滤波后输出正弦波形，符合SPWM的调制规律，失真率低。
本研究利用了TMS320X2812的EV模块，结合规则采样法，实现了电压型三相全桥逆变器的SPWM生成。实验结果表明，输出波形光滑。电路结构简单，成本低廉，非常适合低成本高可靠性的应用场合。
【参考文献】
[1]吴莹，陈延明，沈祺钢.基于DSP的SPWM波设计与实现[J].DSP开发与应用，2008：2.
第6篇：正弦波逆变电源范文
关键词：单片机；逆变电源；锁相；抗干扰
引言
本监控系统是为铁路用4kVA/25Hz主从热备份逆变电源系统设计的。
4kVA/25Hz主从逆变电源是电气化铁路区段信号系统的关键设备，有两相输出：110V/1.6kVA局部电压（A相）；220V/2.4kVA轨道电压（B相）；两相均为25Hz，且要求A相恒超前B相90°。由于逆变器是给重要负载供电，且负载不允许断电，故采用双机热备份系统，一旦主机发生故障，要求在规定时间内实现切换，因此，备份逆变器一直处于开机状态。由于逆变器经过了整流，逆变两级能量变换，功率较大，且指标要求较高，必须要采用先进的控制技术；同时为了安全实现主从切换，也必须要有完善的监控系统来实现锁相，保证整机的安全。
1监控系统总体设计要求
根据实际情况，本系统主要完成以下功能：
1）主从切换功能主从控制之间实现准确无误的切换，具有自动和手动两种功能，保证切换时电压同频率，同相位，同幅值；
2）锁相功能主从机组局部电压同频同相，同一机组内A相恒超前B相90°；
3）完善的保护功能具有软起动功能，以避免启动瞬间电压过冲对逆变器及负载的冲击，以及输出过压、过流保护，频率、相位超差保护，桥臂直通保护，过热保护等；
4）显示功能实时显示运行参数及工作状态并具有声光报警功能，以提示值班人员及时排除故障；
5）通信功能具有主从机组之间通信，与监控中心（上位机）通信等功能；
6）抗干扰功能系统具有良好的抗干扰能力。
2系统硬件电路设计
2.1DS80C320单片机简介
DS80C320是DALLAS公司的高速低功耗8位单片机。它与80C31/80C32兼容，使用标准8051指令集。与普通单片机相比有以下新特点：
1）为P1口定义了第二功能，从而共有13个中断源（其中外部中断6个），3个16位定时/计数器，两个全双工硬串行口；
2）高速性能，4个时钟周期/机器周期，最高振荡频率可达33MHz，双数据指针DPTR；
3）内置可编程看门狗定时器，掉电复位电路；
4）提供DIP，PLCC和TQFP三种封装。
2.2基于DS80C320的监控系统硬件电路设计
按照上述系统设计要求，设计了如图1所示的监控系统。监控系统采用模块化的设计思想，分为微处理器及外设模块，模拟量采集模块，开关量采集模块，频率及相差测量模块，控制量输出模块，人机接口模块，同步信号模块以及通信模块。
1）微处理器及外设模块微处理器采用DS80C320，非常适合于监控。本系统充分利用前面已提及的特点，简化了硬件设计与编程，从而提高了整个系统的可靠性。根据系统需要扩展了一片8255，一片E2PROM和一片8254。
2）模拟量采集模块根据采集精度要求以及被采集量变化缓慢的特点，采用AD公司的高速12位逐次逼近式模数转换器AD574A，其内部集成有转换时钟，参考电压源和三态输出锁存器，转换时间25μs，并通过ADG508A扩展模拟量输入通道。
3）开关量采集模块首先经光耦进行隔离后，再通过与门送入单片机的外部中断口，同时通过8255送入单片机，采取先中断后查询的方式。
4）频率及相差测量模块信号先经过具有迟滞特性的过零比较器转换为方波，然后通过双四选一开关4052送入单片机，通过定时器T0来计算频率和相差。
5）控制量输出模块通过光耦控制输出，实现可靠隔离。
6）人机接口模块包括按键和显示部分。通过简单的按键选择，实现电流、电压、频率及相差的显示。显示部分采用8279驱动8位七段LED显示，同时通过发光二极管和蜂鸣器提示运行状态。
7）同步信号模块本模块用来实现锁相。单片机控制8254产生局部同步脉冲和轨道同步脉冲，同步脉冲用来复位正弦基准。通过软件控制同步信号的频率，可实现主从锁相和局部及轨道的相位跟踪。具体实现过程将在下文详述。
8）通信模块采用了RS232和RS485两种通信方式。利用串口0采用RS232实现与另一机组监控单元的双机通信，获取对方机组状态信息；利用串口1采用RS485标准接口实现与上位机的通信，完成传输数据和远程报警等功能。
3系统软件设计
3.1系统软件流程
主程序流程图如图2所示。系统上电复位后，首先对单片机，芯片及控制状态进行初始化；然后读取AC/DC模块的工作状态，若正常则启动DC/AC模块，否则转故障处理；开启DC/AC后，读入其工作状态并判断输出电压是否满足要求，有故障转故障处理，正常则开启故障中断；接下来进行主从机组判断和相位跟踪，实现主从相位同步和局部及轨道电压的锁相；只有在实现锁相后，才采用查询方式处理键盘及测量显示。在软件编制中，键盘中断是关闭的。实验证明，对人机交互通道采用这种查询处理方法，完全可以满足系统的实时要求。开关量的输入采取先产生中断，后查询的方法，保证了响应的实时性和逆变系统的安全性。
3.2系统采用的主要算法和技术
3.2.1交流采样算法
测量显示大信号的交流量时，通过互感器得到适合A/D转换的交流小信号，然后对小信号进行采样，最后对采样数据采用一定的算法，得到正确的显示值。均方根法是目前常用的算法，其基本思想是依据周期连续函数的有效值定义，将连续函数离散化，从而得出电压的表达式
式中：n为每个周期均匀采样的点数；
ui为第i点的电压采样值。
3.2.2数字滤波算法
A/D转换时，被采样的信号可能受到干扰，从采样数据列中提取逼近真值数据时采用的软件算法，称为数字滤波算法。目前常用的方法有程序判断滤波、中值滤波、算术平均滤波、加权平均滤波、滑动平均滤波等。根据本系统对采集精度有较高要求以及被采集的模拟量变化缓慢的特点，采用程序判断滤波法和算术平均滤波法相结合的滤波方法，即进行多周期采样，取其算术平均值作为有效采样值。每次采样后和上次有效采样值比较，如果变化幅度不超过一定幅值，采样有效；否则视为无效放弃。
3.2.3单片机锁相技术
本监控系统一个很重要的功能是实现相位同步，即保证主从机组的相位同步和机组内局部电压相位恒超前轨道电压相位90°。本系统锁相的基本原理是，对于频率相同而相位不同步的两路信号，比如A路和B路，若A路为基准，B路超前（滞后）一定的相位，可以通过适当降低（增大）B路信号的频率来实现相位调整进而锁相，最后再把B路频率置为原频率值。
本系统中，单片机控制8254产生25Hz同步脉冲，同步脉冲用来复位正弦基准，使基准正弦波重新从零值开始。基准正弦波与三角波比较产生SPWM波，经逆变得到与基准正弦同频的交流输出，因此，通过调整同步脉冲的频率可改变正弦基准的频率，进而可改变被调整输出电压的相位。要实现系统的锁相要求，需要从机组局部电压跟踪主机组的局部电压，各机组轨道电压跟踪本机组的局部电压。因此，要有主从局部锁相和局部轨道相位跟踪两个子程序。
锁相的流程图如图3及图4所示。首先由多路开关选择要锁相的两路信号，由单片机测量相位差，并对所得相位差数据进行必要的运算和处理后，判断有无超差。倘若相位超差，则根据超差范围确定同步脉冲的频率值。如果是主从局部锁相，则应同时改变从机组局部和轨道的同步脉冲；否则，若为局部、轨道相位跟踪，则只改变本机组轨道的同步脉冲。通过调整同步脉冲，可实现相位调整。实现锁相后，同步脉冲的频率置为25Hz返回。
4抗干扰措施
由于该监控系统工作于强电环境，很容易受到各种干扰的影响。干扰一旦串入系统，轻则会引起误报，严重时就会导致整个系统瘫痪，甚至造成重大事故。本系统从硬件和软件两方面采取了抗干扰措施，保证了监控系统的可靠运行。
4.1硬件抗干扰措施
1）光电隔离在输入和输出通道上采用光耦合器件进行信息传输，在电气上将单片机与各种传感器、开关、执行机构隔离开来，可以较好地防止串模干扰。
2）加去耦电路在电源进线端加去耦电容，削弱各类高频干扰。
3）合理布置地线系统中的数字地与模拟地分开，最后在一点相连，避免了数字信号对模拟信号的干扰。
4）数字信号采用负逻辑传输骚扰源作用于高阻线路时易形成较大干扰，而在数字信号系统中，输出低电平时内阻要小些，因此，定义低电平为有效（使能）信号，高电平为无效信号，可减少干扰引起的误动作，提高控制信号的可靠性。
4.2软件抗干扰措施
1）利用可编程硬逻辑看门狗将单片机从死循环和跑飞状态中拉出，使单片机复位。而DS80C320提供了内部可编程硬逻辑看门狗，不须外加电路，就能够实现可靠的超时复位。同时，DS80C320还为一些重要的看门狗控制位提供了访问保护，防止单片机失控后对这些重要的控制位进行非法操作，进一步保证了程序的安全性。
2）对于数字信号采集，利用干扰信号多呈毛刺状且作用时间短这一特点，多次重复采集，直到连续两次或两次以上采集结果完全一致才认为有效。数字信号输出时，重复输出同一个数据，其重复周期尽可能短，使外部设备对干扰信号来不及作出有效反应。
3）对模拟量的采样和处理，采用数字滤波技术。
4）采用指令冗余和软件陷阱，防止程序跑飞。
第7篇：正弦波逆变电源范文
【关键词】风光互补；逆变系统；分段充电
1.前言
随着石油、煤炭等传统能源的日益枯竭，太阳能、风能等可再生能源的开发和利用成为研究热点。太阳能和风能是目前全球在新能源利用方面技术最成熟、最具规模化的行业，事实上无论是风电还是光伏发电，都有各自的缺点，稳定性差、能量密度低常受天气影响无法连续供电，如果两者结合在一起，能量同时处于较低值的几率就要小的多，可最大限度地开发和利用可再生能源。太阳能发电和风力发电两者互补性的结合实现了两种新能源在自然资源的配置方面、技术方案的整合方面、价格与性能的对比方面达到了对新能源综合利用的最合理的要求。一般小型户用风光互补独立电源系统由太阳能发电系统、风力发电系统、逆交变储电系统，充放电控制系统构成。逆变器是可再生能源并网发电中的关键设备，因此，研究开发高性能的逆变器具有重要的现实意义。
2.系统的总体设计
一套完善的风光互补发电系统主要包括发电部分、控制部分、负载部分、蓄电池和泄荷器等。各部分受风光互补控制器控制，为离网型独立电源。如图1所示，逆变系统是整个风光互补发系统的重要组成部分，也是技术的关键所在。该部分的主要设计内容包括：主回路拓扑结构的选择与优化，主开关元件的计算与选取，滤波、变压器的参数设计，控制波形发生器的设计，功率开关管隔离驱动电路的设计，辅助开关电源的设计和各种检测保护电路的设计等等；泄荷器的作用是：当蓄电池已充满，系统发电量大于负载用电量时，即发电量过剩时，为防止蓄电池过充以及确保逆变器正常工作，充电电路应受控接通泄荷器，将多余的电能通过泄荷器消耗掉，充电和泄荷的转换是通过智能充放电控制器实现的。
系统以单片机为核心，通过采集相关的电流、电压、温度等检测信号输入到单片机的A/D接口作为控制充放电条件，根据系统设定值进而来判断系统运行状态，这样既可控制风光互补发电系统的充电、泄荷，同时又可以在设定条件到达时对储能组件充电。因此，充放电控制器软硬件设计的合理是整个风光互补电源系统持续、稳定工作的关键。
3.系统模型及MPPT控制
光伏电池是一种能够吸收太阳光并将其转换为电流的半导体装置。流过负载的电流I与光伏电池输出电压U的关系可近似描述为：
（1）
式中：k为波尔兹曼常数，k=1.38×10-23；q为电子的电荷量，q=1.60×10-19；Iph为光伏电池产生的电流；I0为光伏电池无光照时的饱和电流；T为温度；Rsh为串联电阻；n为p-n结因子。
由光伏电池的数学模型及U-I曲线可知，虽然其模型为非线性曲线，且随光强和温度变化，但曲线上光伏电池的输出功率有一个单调的极值点，即U与I的乘积最大。据此调整负载，跟踪最大功率点，即能得到光伏电池最大功率的输出。
小功率的风力发电机一般为直流无刷发电机，从风中捕获的能量为：
（2）
式中：Cp为风机叶片效率；ρ为空气密度；R为风机叶片半径；v为风速。
在一定风速下，如何提高Cp是提升风机发电效率的关键。Cp表示为风轮叶尖速比TSR的函数风机的功率和速度曲线具有明确的单个极值点，因此获取最大能量的运行模式是随变化的风速改变风力机速度，使Cp保持在最大值，即可通过正确调节占空比的大小来实现系统的MPPT控制。
4.逆变系统的设计
随着分布式发电系统以及可再生新能源的日益发展，逆变器作为与大电网或微电网的接口电路，起着越来越关键的作用。逆交变控制技术必须满足在各种复杂负载条件下为电网或负载提供高质量的交流输出。同时，可再生能源系统和分布式发电的快速发展，对逆变器的动态响应性能、稳态跟踪特性以及抗干扰能力提出了更高的要求。
高性能逆变器数字控制策略有重复控制、无差拍控制和滑模控制等。重复控制调整时间较长；无差拍控制性能对系统参数依赖性强，鲁棒性较差；滑模控制参数设计较困难，存在开关频率不定等问题。现今逆变器广泛应用于可再生能源系统，例如光伏和风电等系统中，逆变器通常需同时承受输入电压和输出负载的扰动，变流器经常工作在大信号扰动下。这时基于某一稳态工作点的小信号模型而设计的控制器会使系统响应产生很大误差，降低其输出性能，甚至导致系统失稳。
太阳能和风能通过光电系统和风电系统利用控制器将能量转化的电能储存在蓄电池中。蓄电池输出的低压直流经过直流升压环节后整流滤波得到高压直流。再通过逆变主电路和滤波电路，得到本文所需要的标准交流电压，供用户负载使用。
基于逆变的几种主拓扑结构中，全桥逆变最适用于大功率场合。由正弦波脉宽调制（SPWM）原理可知，从直流电压到全桥输出相当于一个比例环节；即Ui=MUdc，其中Ud为直流母线电压，Ui为逆变器输出电压，M为调制系数。逆变输出为50 Hz的正弦波，逆变器的开环电气模型如图3所示：
逆变器开环模型的传递函数为：
（3）
式中：
当逆变器做电压闭环控制，根据负载和直流母线电压Udc的变化调节PWM脉宽，得到准确稳定的交流电压输出。除负载变化外，Udc的变化直接影响系统给负载提供电能的质量和可靠性，因而稳定的Udc是系统逆变电力质量的一个重要指标。取Udc为被控量，可得系统的数学模型为：
（4）
式中：IPV为光伏发电模块输出电流；IWT为风力发电模块输出电流；ICT为蓄电池储能模块输出电流；ICD为电网整流输出电流；IE为逆变器所需负载电流；C为直流平波电容容量。
根据系统模型，总控制器检测直流母线消耗电流，分配给每个独立的发电模块进行闭环电流控制，输出主控制器指定的电流。总控制器外环控制、监测Udc，做电压闭环。得到稳定的Udc。同时与逆变器的电压闭环进行均衡控制，优化逆变器输出性能。
5.风光互补发电系统智能充电控制的设计
在风光互补发电系统中逆变器输入端的能量来源于蓄电池，而蓄电池中储存的能量来源于太阳能和风能这两种绿色能源。系统具体构成参数由使用时最大用电负荷与日平均用电量所决定。最大用电负荷是选择系统逆变器容量的最根本依据，而平均日发电量则是选择太阳能光伏板及风机和蓄电池组容量的依据。同时系统安装地点的风光资源状况也是确定光电板和风机容量的另一个依据。
风光互补发电系统中铅酸蓄电池的充电控制方法直接影响到系统的性能。充电控制方法的优劣影响到铅酸蓄电池的荷电量的大小，也关系到蓄电池的使用寿命。选择合理的充电控制方法尤为重要。本设计采用了基于单片机控制的三阶段智能充电方法。所谓三阶段智能充电是指充电过程中的3个阶段，即主充电阶段、限流充电阶段、浮充阶段。
第一阶段主充电阶段，由电压采样电路获取蓄电池的电压状况，当电压小于标准开路电压时，由最大功率点跟踪策略来找出风光互补系统的最佳工作点，以最大功率点电流对蓄电池进行充电。太阳能电源、风力发电机以其所能提供的最大电流对蓄电池充电。由于太阳能光伏电池和风力发电机的电流与天气状况有关，所以大电流的取值将在一定范围之内。保持大电流充电至后，进入第二阶段。第一阶段的充电程度可达70%～90%。
第二阶段过限流充电阶段，以恒定的过标准电压充电，以恒定的过标准电压充电，在此阶段，蓄电池仍未充满，但是为了避免充电电流过大而造成电池极化，要对充电电流进行逐渐的降低。随着蓄电池端电压的进一步升高，电池电流进一步降低，直到到达浮充电流（浮充电流一般为0.015C）值时，第二阶段结束。
进入第三阶段。第二阶段的充电程度近100%。但为了防止蓄电池浅放电，并且使端电压维持在相对稳定的值域，要对其进行浮充电。即以浮充电流值对蓄电池进行涓流充电，直到蓄电池亏电，然后进行下一个周期的充电过程。
6.结束语
总之，风光互补发电系统作为独立的电源系统，具有一定的合理性和可靠性，有着广泛的应用领域。在远离电网的地区，独立供电系统已经成为人们最必须的电源。边防哨所、邮电通讯的中继站、公路、渔船和铁路信号站、地质勘探野外的工作站以及偏远的农牧民都需要低成本、高可靠性的独立电源系统；对于城市里的景观灯、路灯等，随着政府对节能环保的重视，应用前景也相当广阔。
参考文献
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第8篇：正弦波逆变电源范文
关键词：EPS UPS 节约性 独立性
中图分类号：TM91 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2012）11-0056-01
1、EPS的工作原理
EPS是应急电源系统--Emergency Power Supply的英文缩写。EPS应急电源是根据消防设施、应急照明、事故照明等一级负荷供电设备的需要而组成的电源设备。设备由互投装置、自动充电机、逆变器及蓄电池组等组成。在交流电网正常时逆变器不工作，经过互投装置给重要负载供电。当交流电网断电后，互投装置将会立即投切至逆变电源供电。当电网电压恢复时，互投装置将会投切至交流电网供电。
EPS逆变器是其元件的核心，通常采用DSP或单片CPU对逆变部分进行SPWM调制控制，使之获得良好的交流波形输出；逆变器的作用是在市电非正常时，将蓄电池组存储的直流电能变换成交流电输出，供给负载设备稳定持续的电力；整流充电器的作用是在市电输入正常时，实现对蓄电池组适时充电；互投装置保证负载在市电及逆变器输出间的顺利切换；系统控制器对整个系统进行实时控制，并可以发出故障告警信号和接收远程联动控制信号，并可通过标准通讯接口由上位机实现EPS系统的远程监控。
下面介绍聚丙烯二期用EPS各单元执行元件的配置及原理。
（1）整流充电器。根据要求整流器在所有充电状态下，符合IEC478-1规定的恒压及恒流特性。保证其有足够的容量在规定的时间内给完全放电的蓄电池再充电并给逆变器负荷供电。聚丙烯二期EPS充电电源采用进口IGBT整流模块，每组蓄电池配置独立充电器。充电器内充电模块为N+1模式，即采用热冗余方式为蓄电池充电，单个模块故障不影响系统正常运行。充电机的容量满足系统运行的要求。除逆变器和蓄电池外，整流器不接其它负荷。充电模块带热插拔功能。具有温度补偿功能，温度传感器安装在充分反映蓄电池环境温度的位置。充电器可根据温度自动调整充电电压、电流，防止蓄电池过充电或欠充电，延长蓄电池使用寿命。
（2）蓄电池组。聚丙烯二期EPS蓄电池采用进口德国松树power系列免维护密闭型铅酸蓄电池。在摄氏25度的使用环境下，电池组有10年使用期限，蓄电池的容量能在自放电时间内给逆变器所带负荷供电，同时维持逆变器的输出电压和频率在规定的偏差范围内。蓄电池安装在专门的柜体内，并与整流逆变柜并列安装，蓄电池柜带熔断式刀闸（带防护罩）。蓄电池的容量可以保证在100%负载下正常放电不低于60min。
（3）逆变器。聚丙烯二期EPS采用进口IGBT模块逆变器。在接有完全放电的蓄电池时，逆变器能满足其性能要求。逆变器自身带有保护功能，在温度过高或输出直流过高或电压过低时，逆变器停止工作。当条件恢复正常后应手动复归。逆变器带有防止过负荷和短路的限流功能。交流配电线路的保护装置，在其由备用电源自动切回到正常电源时，通过静态开关来启动。逆变器的直流输入，由整流器或电池供给。逆变器由主板数字控制，提供正弦波脉宽调制交流输出，可以在120%过载下长期运行，三相负载不平衡在100%情况下也可以正常运行。逆变电源具有维修旁路，逆变切换时，由静态开关来切换，转换时间不超过3毫秒，满流用电设备的需要。输出波的谐波分量总均方根值不大于5%。逆变器的输入条件性能与隔离整流器匹配；瞬态电压恢复时间：≤50ms。
（4）控制、保护和自检系统。EPS自身具有保护和自检系统。市电故障后，直流经逆变器向负载供电时，120%过载时EPS可以正常运行；但超过150%过载时设备运行60秒后由保护进行停机处理。当交流输出短路时，EPS关闭逆变器，待故障消除后，人工重新开机才能恢复运行。逆变工作状态下直流输入欠压时，EPS自身具备关机保护。EPS能够进行自检，具有完善的保护及音响灯光报警信号。如：充电模块故障、1#、2#交流电源故障、电池回路熔断器熔断、控制回路空开跳闸、控制母线过欠压、电池端电压及单节电压异常等。当放生故障时在屏上显示故障信号。
2、EPS与UPS的区别
EPS仅具有持续供电功能，一般对逆变切换时间要求不高（特殊场合的应用具有一定要求），可有多路输出且对各路输出及单个蓄电池具有监控检测功能，日常着重旁路供电，市电停电时才转为逆变供电，电能利用率高。其电源是有间断的。而UPS为不间断供电，其仅有一路总输出，一般强调其三大功能：（A）稳压稳频（B）对切换时间要求极高的不间断供电（C）净化市电，日常着重整流／逆变的双变换电路供电，逆变器故障或超载时才转为旁路供电，电能利用率不高（一般为80％－90％）。
3、EPS的优点
EPS在市电有电时，处于等待状态，无噪音；无市电时，逆变器工作，噪音小于60dB，不需排烟、防震处理， 而且具有无公害、无火灾隐患等特点。
（1）自动切换。市电供电与EPS电源供电相互切换时间短，高端机可实现无人值守，网上监控；（2）带载能力强。EPS适应于混合性负载的设备，如电梯、水泵、风机、应急照明等。使用可靠、一般主机寿命长达20年以上；（3）适应恶劣环境。可放置于地下室或配电室，甚至建筑竖井里。可以紧邻应急负荷使用场所就地设置，减少供电线路，做到最有效的末端切换；（4）对于某些功率较大的用电设施，如消防水泵、风机，EPS可以直接与电机相连做成动力控制型应急电源，可省去电机的软启动和控制箱等设置，同时可选用最经济的功率因数，从而体现较好的经济性；（5）应急备用时间长，标准型为照明：90min，具有延时接口，可增加备用时间。
4、EPS的缺点
EPS的负载是电机的情况下，在EPS启动带载前要求用户的电机负载首先停机，然后在满速“变频启动”，从而造成电机负载工作的“不连续性”。如果后接的几台电机需要在不同的时刻进行“分时启动”操作时，可能会遇到这样的技术难题：在启动处于静止状态的电机时，若EPS的输出功率足够大它可能承受5～10倍的电机启动浪涌电流的冲击。否则，就会迫使EPS重新进入新一轮的“变频启动”工作状态。
第9篇：正弦波逆变电源范文
中图分类号:TN919-34文献标识码:A
文章编号:1004-373X(2010)22-0187-04
Study on Versatile Simulation Model for Digital SPWM with Dead-time Function
ZHENG Bi-wei1, CUI Fu-jun2, CAI Feng-huang1,2, WANG Wu1,2
(1. College of Electrical Engineering and Automation, Fuzhou University, Fuzhou 350108, China;
2. Zhangzhou Kehua Technology Co. Ltd., Zhangzhou 363000, China)
Abstract: The simulation of the majority sinusoidal pulse-width modulation (SPWM) waveform is implemented in analog mode at present. For convenience of SPWM waveform simulation in digital control system, a versatile simulation model implemented with pure digit for SPWM wave is developed in PSIM simulation environment based on the generation mechanism of SPWM waveform. By the model, the bipolar SPWM waveform can be simulated arbitrarily at any different carrier frequency, modulating frequency, dead time and modulation ratio. taking the analysis of common dead-time effect in FB DC-AC circuit for example, a simulation circuit built with this model is utilized for analysis. The simulation results show the correctness and rationality of the model. Keywords: SPWM; PSIM simulation; Matlab; dead-time effect
0 引 言
近几十年,随着电力电子技术的迅猛发展,各式的电子仿真软件也争相出现,仿真技术日益成熟,仿真不仅可以缩短电力电子设备的研发时间,提高研发效率,还能节约大比的研发资金,达到事半功倍的效果。
脉宽调制(PWM)技术是利用半导体器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲列,并通过控制脉冲宽度或周期以达到改变电压的目的,从而使需要的输出电压在不同负载下或变化的输入电压下保持恒定[1]。得益于电力电子技术的发展,PWM技术也更为广泛地应用于各于领域。正弦脉宽调制(SPWM)技术可算是PWM技术的一个特例,在各种逆变电源中,为了得到更高精度的正弦输出波形,广泛地运用着SPWM技术,SPWM实现方法很多,早期通常用模拟方法实现,这几年,随着数字技术的日益成熟,数字SPWM逐渐替代常规的模拟SPWM成为一项非常热门的SPWM实现方法[2]。
对于实际中用数字SPWM实现控制的系统的软件仿真上,许多文章仍以模拟方式来实现,即用一个三角波发生源和一个正弦波发生源来比较产生SPWM信号,这种方法可以大致仿真出整个电路所起的效果,但是对软件编写者来说却要花很多时间在电路的搭建及参数调整上,而最终搭出来的模拟仿真电路却又跟实际的数字电路相差甚远。Matlab\Simulink等部分仿真软件有可以直接利用的SPWM波发生模块,但这些模块通常参数是固定的,也就是说仿真初始化设定了一些SPWM参数后,在仿真开始之后便无法根据系统的需要来改变这些参数,这样使得这些模块对实际中需要对SPWM波的输出进行闭环控制的电路的仿真上应用意义不大,另外由于仿真软件通常都将开关器件等理想化,所以通常这些软件自带的SPWM模块都缺乏死区单元设置,使得仿真结果跟实际带死区的SPWM波控制系统产生的结果却又有一定的差距。
本文研究了SPWM在仿真软件上的数字实现,基于PSIM仿真软件建立了SPWM数字发生模块,该模块可以实现载波频率,调制波频率以及死区时间,调制比的外部输入,以此来产生标准的SPWM波,为了验证模块的正确性和可用性,最后采用该模块对单相电压型全桥SPWM逆变器的死区效应进行了简单仿真研究。
1 SPWM的实现
常规模拟SPWM的实现是将标准正弦波和三角波进行比较来确定功率开关点的开关时刻。数字化SPWM实现是通过CPU内部计算直接产生需要的PWM波形输出。目前常用的数字化SPWM实现方法主要有规则采样法,自然采样法,等效面积法以及特定谐波消除法等,不同的方法有着各自不同的优缺点。另外SPWM驱动又可分为单极性驱动和双极性驱动,不同的驱动方式适用的场合也各不相同。由于本文主要研究的是SPWM仿真的数字实现,对其优缺点的说明就不具体展开,具体可以参照文献[3]。为了方便说明,在SPWM的驱动上选择的是常用的双极性驱动,数字实现方法采用对称规则采样法。其他方法可以参照本文方法进行。对称规则采样法是在一个三角载波周期内,只利用三角波的一个峰值点或谷值点所对应的正弦函数值来求取脉冲,其实现方式如图1所示。在图1中,以Ur,Uc分别表示调制波和载波幅值,若Uc=1,则调制度即为正弦波的幅值,即m=Ur,由图1的几何关系可得出,一个载波周期(Tc)内的脉宽时间(ton)为:
ton=(Tc)/2[1+msin(wrtd)](1)
图1 对称规则采样法
2 PSIM仿真软件及数字SPWM仿真模块建立
2.1 PSIM软件简介
PSIM是由美国的Powersim公司开发的面向电力电子技术的仿真软件,适合电力电子电路和系统的仿真软件很多,但是PSIM具有其独特的优势和特点:PSIM的仿真时间步长是固定的,所以不容易出现开关动作时的不收敛问题,可以进行快速仿真;用于电力电子专用的模型库很丰富,可以搭建同实际电路同样的电路模型;可以搭建模拟和数字电路混合的控制电路;半导体器件都采用的是理想开关[4]。另外,PSIM有别于一般的电力电子仿真软件很好的一点是外置了DLL功能块(动态链接库),允许用户用C语言或C++或FORTRAN语言编程,用Microsoft C或C++,Borland C++或Digital Visual Fortran 来汇编,并用 PSIM 连接起来,这些功能块可用于电力电路和控制电路中。PSIM最大的缺点是数据处理能力不够强大,包括绘图功能等,但PSIM提供了与Matlab的接口,通过内置的控件可以方便地将PSIM与Matlab连接起来,这使得可以充分利用PSIM在功率仿真方面的能力和Matlab/Simulink在控制仿真方面的能力。基于以上的特点使得PSIM更适合于进行功率电路分析设计和控制回路的设计[5]。
2.2 基于PSIM数字SPWM仿真模块建立
基于前面介绍的SPWM波的实现方法,在PSIM仿真环境下,运用DLL功能块,结合Microsoft visual C++进行编程,建立了数字SPWM波的通用仿真模块。图2为数字SPWM仿真模型的封装图,其中,spwm.dll表示该模型要调用的动态链接库文件,该文件由Microsoft visual C++编程产生,主要用来进行SPWM波脉宽的数字计算和输出,fc,fr,Td,Modu则分别表示外部输入给模块要产生的SPWM波的载波频率,调制波频率、死区时间及调制比。Driver1和Driver2则分别表示由该模块产生的具有Td死区时间的两路SPWM驱动信号。该模块的实现步骤如下:
(1) DLL文件生成。根据式(1),利用Microsoft visual C++对SPWM波的实现方式进行编程,具体流程图如图3所示,流程图中count,Ncount,Ncount_dead分别表示脉宽时间计数值、载波周期计数值及死区时间的计数值,Flag_cal_next是当前脉宽计数是否结束的标志位,Npulse,Npulse_next则分别表示当前载波周期的脉宽计数值及下一周期的脉宽计数值,gating1,gating2分别表示要输出的驱动信号。编程完成并顺利编译通过后,将会产生一个我们需要的DLL文件。
图2 数字SPWM仿真模块的封装
(2) PSIM下链接DLL文件。在PSIM仿真环境中,选取Elements\other\Function Blocks下的DLL模块,由于PSIM的DLL模块的引脚不能自由定义,只能选择系统自带的几种固定引脚数的DLL模块,为了满足输入输出需要,选择6输入6输出的DLL模块。将(1)中产生的DLL文件拷到PSIM的当前工作目录,双击模块,在File Name栏中输入DLL文件的全名,便完成了DLL文件与DLL模块的链接。
图3 VC++数字SPWM脉宽计算及输出程序流程图
(3) 模块输入输出定义。选择DLL模块的前4个输入端,分别作为载波频率,调制波频率以及死区时间,调制比的输入接口,选择模块的前2个输出端口作为输出两路驱动的输出接口,对没用到的端口,需要将其接地。为了方便最后的模块实现效果分析,本文将模块与Matlab相连接,选择Elements\Control\SimCoupler Module下的In Link Node模块,分别加在4个输入端口上,选择Out Link Node模块,分别加在2个输出端口上,这样,一个完整的PSIM仿真环境下的数字SPWM模块便建立完成。
3 数字SPWM仿真模块在逆变系统仿真中的应用
把上述的数字SPWM仿真模块用于单相电压型全桥SPWM逆变器的死区效应分析仿真中,建立的PSIM全桥逆变仿真电路如┩4(a)所示,在Matlab\Simulink仿真环境下,利用Simcoupler Module模块与PSIM进行数据连接,Matlab的仿真模型如图4(b)所示。
设定Matlab\Simulink仿真模型中SimCoupler_SPWM模块的输入载波频率fc=20 kHz,调制波频率fr=50 Hz,死区时间Td分别为0 s,2 μs,调制比为0.9,仿真结果如图5和6所示。从仿真结果可以看出,死区时间为0时,输出电压的理想波形主要是基波分量,其他一些高次谐波可以忽略不计,死区时间的加入使得输出电压波形在过零处产生了“交越失真”,产生了很多的附加谐波,低次谐波全为奇次谐波,THD变大,因此,死区效应对SPWM逆变器的影响不可忽略,实际应用中常采用一些死区补偿措施[6]。
图4 PSIM及Matlab/Simulink仿真模型
图5 无死区时的仿真结果
4 结 语
正弦脉宽调制(SPWM)在电力电子各个领域运用越来越广泛,随着数字芯片的发展和普及,基于DSP或单片机等芯片的数字SPWM也越来越多地得到推广和应用,本文根据SPWM波的产生机理,提出一种基于PSIM仿真软件的数字SPWM产生方法,相对其他一些模块可编程的软件,如Matlab\Simulink等。
图6 加入0.2 μs死区时的仿真结果
该方法运用Microsoft visual C++软件来编程,算法经仿真电路仿真调整后,最后的源程序只需少许修改便可直接运用到实际电路中以C或C++语言来编程的控制芯片中,不仅大大减少了软件开发者的工作,而且仿真电路跟实际电路更为接近,仿真结果也更加接近实际结果。
该模块以产生双极性SPWM波,只需将软件少许修改,便可产生单极性SPWM波等,方法类似。 另外,对需要用到数字闭环的场合,只需往程序里添加数字闭环程序,便可轻松地实现数字闭环仿真应用极为广泛。
参考文献
[1]张芳.正弦脉宽调制(SPWM)算法技术的研究[J].火控雷达技术,2008(4):105-107.
[2]彭力,张凯,康勇,等.数字控制PWM逆变器性能分析及改进[J].中国电机工程学报,2006,26(18):65-70.
[3]李刚,艾良.基于SPWM的正弦波设计与实现[J].现代电子技术,2008,31(13):154-155.
[4]野村弘,藤原宪一郎,吉田正伸.使用PSIMTM学习电力电子技术基础[M].胡金库,贾要勤,王兆安,译.西安:西安交通大学出版社,2009.
[5]KAMIRISK B,WEJRZANOWSKIK,KOCZARA W.An application of PSIM simulation software for rapid prototyping of DSP based power electronics control systems [C]//IEEE 35th Annual of Power Electronics Specialists Conference. Poland: PESC,2004, 1: 336-341.
[6]梁希文,蔡丽娟.逆变器死区效应傅里叶分析与补偿方法[J].电力电子技术,2006,40(6):118-120.