高电压技术论文精选(九篇)

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第1篇：高电压技术论文范文

（1）将避雷线架空，这种方法的优点是可以将避雷线隐蔽起来，从而实现了对输电线路的保护，是高压输电线路避雷措施中最常用的一种不仅可以避免输电线被雷击，而且可以产生电流分流，从而在避免雷击中起到很好的作用。

（2）降低杆塔的接地地阻，使跳闸遇到打雷时跳闸率降低，另外，通过此种方法，还可以有效提高输电线路的耐雷击水平，从而起到很好的避雷效果。

（3）在有些地区，还可以采用氧化锌避雷器。这种避雷击措施对电压很敏感，当雷击使电压超过一定幅度后，就会自动为雷击电流提供一个通路，从而避免高压线路被雷击，目前已被多数地区采用。

（4）最后一种是避雷针的安装采用防阻绕形式，起到避免输电线路被雷击的效果。

1.2做好杆塔组立施工技术

杆塔施工一般分为：全体组立施工和分解组立施工。在全体组立施工时，对混凝土的抗压强度要求特别严格，应达到描绘强度的100%。分解组立施工时，抗压强度应达到描绘强度的70%。这样才能保证杆塔的稳定。

1.3施工前做好施工人员的技术培训

在工程施工前，应对施工员工进行技术培训，让他们深刻领会技术环节在整个工程建设中的作用，只有将输电线路建设中的每个技术环节做好，才能保证在输电运行时不出现故障。另外，在进行技术培训时，让他们及时和技术人员沟通，真正明白输电线路的运行原理，使他们将这种技术重点贯穿到整个施工阶段。技术培训展开方式有举办培训班、进行现场指导及举行专家讲座等。

1.4引进新的施工技术

主要表现在以下几个方面：

（1）横担吊装技术。使用这种技术前要观察塔形的形状。当塔形为酒杯型时，对抱杆承载能力、横担重量及塔杆具置进行考察，考察合格后，选取比较适合的酒杯型塔形，实施分片式吊装方式的吊装。当塔形为猫头型时，首先对抱杆承载能力进行衡量，然后对铁塔周围的场地条件进行考察，最后从前后分片吊装和横担整体吊装两种方式中选取一种。

（2）抱杆提升技术。此技术优点是铁塔的组装和提升可同时进行。提升抱杆前，要将铁塔的组装材料预备好，铁塔组立被提升到一定高度时，将螺丝拧紧。在安装铁塔时，由于抱杆较重，所以在提升时必须选择普通滑车组和平衡滑车组，将这两套滑车

组合在一起进行抱杆的提升。此外，还需要腰环和顶部落地拉线两种工具的配合，它们是抱杆提升过程中重要的控制工具。

（3）塔腿吊装技术。该技术有单根吊装和分片扳立两种方式，安装时根据塔腿实际重量选取合适的方法。

2高压电力施工中的安全管理

2.1施工过程中安全制度的建立

在工程建设中，安全工作落实是否到位，对施工进度及质量起到重要的作用。所以，项目管理人员在施工前，应明确施工人员的责任，将安全工作贯穿于整个施工阶段。此外，在项目工程安全管理中，应将安全预防和重点预防结合在一起，向施工人员讲述企业安全制度及国家安全文件，让他们深入学习，确保施工中工程质量合格，保障职工的人身安全。

2.2施工现场安全管理措施

主要表现在以下几个方面：

（1）施工过程中，关注员工的安全，此外，还要对机器设备进行保护和维护，以免机器由于运行中出现故障而影响到施工人员的安全。

（2）施工前，管理人员及技术员工应详细调查施工设计、计算文件及工程设计图纸，认真考察工程所在地的地理特征、基础类型及工程数量，对工程实施中的不利因素及时分析，制定出合理的安全方案。

（3）施工前，对施工材料、机器设备及人员合理规划。施工进后，管理人员召集技术员工进行工程的安全技术交底工作，以确保施工人员对施工中的安全事项有全面了解，提高他们施工的规范性，防止发生安全事故。

2.3加强施工人员的安全培训

电力工程构建时，通常会遇到气候因素变化，对工程进度影响较大，也使工程充满安全隐患。遇到这种情况，施工人员应落实应对气候因素的安全措施。此外，在工程建设中，管理人员应定期对施工人员进行安全保护技能培训，提高其业务技能。另外，针对一些安全事故进行预演习，以提高施工人员的应变能力。还有，将施工人员安全保证工作纳入施工管理范畴内，并与工资挂钩，使他们主动注意安全工作。

3结语

第2篇：高电压技术论文范文

【Abstract】This paper introduces the charging and discharging principle and characteristics of lead-acid battery，studies the charging method for lead-acid batteries，a lead-acid battery charging power supply for small power battery is designed， the circuit adopts fly-back topology. Paper mainly introduces the the selection of high frequency transformer of the main circuit and the design of the feedback loop.

【关键词】铅酸蓄电池；反激变换器；高频变压器

【Keywords】lead-acid battery； fly-back converter； high frequency transformer

【中图分类号】TN86 【文献标志码】A 【文章编号】1673-1069（2017）04-0119-02

1 引言

开关电源主电路拓扑结构对于车载充电电源的设计有着至关重要的作用。我们根据需要分析电路的功率、效率、成本等方面内容，再分析各个主电路的拓扑结构，选择合适的电路。在隔离型的DC/DC变换器电路中有很多种拓扑电路，如正激电路、反激电路、全桥电路、半桥电路和推挽电路。这里设计的电路是小功率的，全桥电路结构比较复杂，成本高，半桥电路因有直通危险的可能性，且该电路适用于大功率的场合范围，故不选。我们选用反激式DC/DC变换器，因为反激式DC/DC变换器与正激变换器相比的优点是电路简单，少一个输出滤波电感及续流二极管，降低了电路成本，减少了体积和重量，增加了电路可靠性，非常适用于小功率的车载充电电源，故论文设计了72W铅酸蓄电池充电电源，电路采用单管反激式DC/DC变换器拓扑结构。

2 反激变换器主电路参数的选择

论文设计一台小功率铅酸蓄电池充电器。充电器主要技术指标如下：

输入电源：单相交流工频电源170～260V；

输出电压：48V；

最大充电电流：1.5A；

工作频率：100kHz；

2.1 整流滤波直流电压范围

最大直流电压纹波由下式计算：

ΔVDCmax=

其中，Dto为输入端整流滤波的导通占空比，可以令Dto=0.2；Cin为输入端的滤波电容；将各个参数带入计算，我们可以计算出最大纹波电压为26V。

2.2 变压器设计

反激电路中主电路的参数设计中，最值得我们重点对待的是高频变压器的设计，它是反激电路的核心部分。为了提高高频变压器的利用率，高频变压器的原副边变比应可能大一些。

2.2.1 开关管峰值计算

实际变压器原边匝数取42匝，则变压器副边匝数N2=42/2.5=16.8，取17匝。

3 反激电路反馈环路设计

输出隔离反馈电路如图1所示，采用光电耦合器PC817和可控精密稳压源TL431组成了反馈回路的设计。PC817和TL431构成隔离反馈时，其作用相当于误差放大器。TL431是动态响应速度快，设置两个电阻就可以得到TL431二极管阴极到阳极电压为2.5～36V，输出电压纹波低，因此可以得到很好的稳定性能，稳压精度高，并且可以通过与PC817将变压器两边的地相隔离，最终使负载端地和输入端地相隔离。

该电路中，Uo为电路输出电压，通过电阻R15和R16的分压到TL431的可调到范围内，再由电阻R26和R29分压后连接到TL431的REF端，其正常工作电压等于其内部基准电压UREF，则输出电压由电阻R30和R31分压比决定。输出电压的计算公式：

Uo=UREF（1+R25/R29）

通过调压电阻R26和R29的分压比就能够改变输出电压。当电网电压或者输出负载变化引起输出电压Uo升高时，TL431的REF端电压将会随之改变，进而使线性光藕PC817的二极管的工作电流IF变大，从而使线性光耦PC817的三极管的集电极电流Ic变大，最后通过线性光耦PC817的集电极连接的PWM控制电路来调节占空比D，使占空比D减小，进而使Uo减小，最终保持Uo不变。电路中R33是线性光耦PC817的二极管的限流电阻，R34为TL431的偏置电阻，使TL431流过合适的工作电流，改善其稳定性能。C27、R28和C19为环路补偿网络，可防止稳定环路产生振荡。

4 结语

论文从主电路的选择到小功率铅酸蓄电池充电电源主电路参数的设计，通过理论的计算到实际电路的取值，对电路进行了优化，提高了变换器的效率。

【参考文献】

【1】张建，王建冈.电动汽车用高效率DC/DC电源变换器设计[J].现代仪器，2012，18（6）：51-54.

第3篇：高电压技术论文范文

关键词：自动准同期装置，假并列，并网

 

1 工程概述及特点华能日照电厂二期2×680MW工程3号机组采用发电机－主变压器接线方式。发电机出口电压等级为20kV，发电机出线经810MVA升压双卷变压器升压至220kV接入220kV升压站，220kV升压站为双母接线，经2回220kV线路接入后村变电站；发电机组并列同期点为主变高压侧断路器203，同期系统只设自动准同期装置，取消了传统的手动并列方式；同期系统的投退由DCS控制；3号发电机组于2008年11月13日并网自动并列一次成功，发电机三相定子电流平稳，并列后机组运行正常。

2 设备主要技术规范装置型号：深圳智能SID-2CM

电源输入：220V±20％ DC 或AC（用户选择）。

电源输出：＋5V,±12V, ＋24Vk。

纹波系数:1％。

取同期点两侧PT的同名线电压或相电压，100V（或100／√3 V），50Hz。

电压测量精度：±0.5％。

频率测量精度：±0.01Hz。

相角差测量精度：±0.5°。

3 试验仪器3.1 微机型继电保护测试仪PW60A。

3.2 兆欧表3007A。

3.3 发电机特性试验记录仪PMDR-102。

4 同期系统静态试验4.1 试验前应具备的条件

4.1.1 核对同期系统的设备型号和配置与设计相符，外观检查，设备无损坏现象。免费论文。

4.1.2 根据设计接线图和厂家接线图校验接线，核实同期系统接线正确无误。

4.1.3 检查同期系统合闸输出中间继电器，继电器接点动作可靠，接触良好。

4.1.4 采用250V兆欧表检查同期系统的绝缘电阻均100MΩ以上。

4.1.5 自动准同期装置上电，装置均显示正常。

4.1.6 自动准同期装置静态调试时通道参数设定按照正规定值输入装置。

4.2 自动准同期装置静态测试

4.4.1 试验接线方法

自动准同期装置所加电压为二次电压，发电机电压Ug接继电保护仪的A相和B相，两相都加57.74V，其线电压为57.74x√3=100V；220kV电压接继电保护仪C相和N相，C相加100V.，见图4-1。自动准同期装置比较Ug和Us，在满足电压差、频率差和角度差后，发出合闸指令。免费论文。

图4-1 接线图

4.4.2 模拟量精度检查。

自动准同期装置对精度要求很高，如果自身的精度不高的话，影响并网的点不在最小的角度，会对发电机造成冲击，影响机组寿命。精度采样见表4-1、表4-2

表4-1 电压及相角

第4篇：高电压技术论文范文

论文关键词：电子镇流器，高压钠灯，有源功率因数校正，软启动/调光

 

0引言

目前，在我国城市路灯照明系统中，高压钠灯的使用最为广泛，传统的电感式镇流器因功率因数低、效率低、谐波量大、不能调光节能、启动方式对灯电极损伤大、没有保护功能等缺点已不能满足“绿色照明”和“节能减排”的要求。为解决以上问题，设计了一台具有调光节能功能的智能化电子镇流器。该镇流器采用双级结构，APFC部分以L6562D芯片为核心，逆变驱动部分以IR2153芯片为核心，整个系统的控制由一片Atmelga16完成。调光的实现采用调频调光法。制作了实验样机，并反复实验软启动/调光，实验结果表明此镇流器启动及运行安静可靠，调光范围宽，节能效果明显。

1　电子镇流器具体设计

1.1 系统基本框图

系统框图如图1所示，EMI部分采用单级π型滤波器，整流部分采用全波整流，由一片MKP62/275~X2/474K芯片完成，APFC部分采用Boost拓扑结构，逆变部分采用CLASS-D型拓扑结构和LCC谐振网络。图1 系统框图

1.2 APFC电路设计

为了提高系统的功率因数，系统加入功率因数校正环节论文提纲怎么写。由功率因数定义知，功率因数由两个因素决定，其中一个是交流输入市电的基波电流与基波电压的相位差φ，另一个是交流输入市电电流的波形失真系数γ。提高功率因数就要使cosφ与γ的乘积近似等于1。鉴于此，设计了基于L6562D的APFC电路，如图2所示：

图2 基于L6562的APFC电路

此电路工作在临界连续模式（CRM），并采用峰值电流控制，开关管最小开关频率为20KHZ，输出直流电压理论上为400V。升压电感可由式(2-1)近似确定：

(2-1)

式中η：APFC的效率 VAC：市电输入电压 Vo：直流输出电压 fωt(min)：开关管最小开关频率 Po：电子镇流器功率

经计算并反复调试，选择L=0.25mH。输出电容可由式(2-2)近似确定：

(2-2)

式中 uAC(max):市电输入最大电压有效值 iAC(max):市电输入最大电流有效值 ω:市电输入角频率 uo:直流输出电压 um:输出波纹电压

经计算并反复调试，选择输出电容为450V/220uF。此APFC电路使得镇流器功率因数达96%软启动/调光，测试结果如图3所示。

1.3 基于LCC谐振网络的逆变电路设计

在中小功率的电子镇流器中，考虑到成本因素，实际的电子镇流器大多都是应用CLASS-D型不对称半桥逆变电路。如图4所示：

图 4 基于LCC谐振网络的逆变电路

这个电路可看成由Q1、D2、组成的BUCK电路和Q2、D1、组成的BOOST电路的结合[2]。[2]中论述了此电路拓扑具体工作过程。文献[1]中分析了LCC谐振网络的具体工作过程。此电路中Q1、Q2选择STP20NM60FT型MOFEST，对于Cs和Cr的选择要满足Cs>>Cr，这里选择Cs=220nF，Cr =4.7nF，对于Lr的选择要满足电路正常工作时整个LCC网络呈感性，这将有助于限制电路中的电流，从而减小过大的电流对开关管和钠灯的冲击，同时也可以使钠灯两端的波形更加趋近于正弦波。记钠灯点亮后电路的工作角频率为ω，钠灯电阻为Rlamp，则电路阻抗Z为：

所以当且时电路呈感性。设计电路参数时要注意这个原则。此电路中选择Lr=0.45mH论文提纲怎么写。

1.4 启动电路设计及调光功能的实现

1.4.1 基于IR2153的软启动电路设计

在实际的电子镇流的制作当中，为了提高钠灯启动的安全性、可靠性及延长钠灯的使用寿命。文献[1]中提出了定频带滑频软启动控制策略，就是在自然谐振点的右侧选择一个频带f1-f2，启动时令f2向f1滑动，电压增益将逐渐增大，直到某一时刻灯端电压使灯内部等离子体击穿，完成放电过程使灯点亮。这样，在钠灯点亮前软启动/调光，钠灯就有充分的时间进行预热，从而提高了启动的可靠性并延长了钠灯的寿命。值得注意，对于f1的选取，应当在满足Cr和灯的耐压条件下进行。基于这种思想设计了基于IR2153的软启动电路，如图4所示：

图5

图5中，二极管D1为CT提供充电通道，二极管D2为CT提供放电通道。C1起电压钳位作用。IR2153输出的PWM频率与RT、CT的震荡频率成一定的比例关系，即震荡频率越高，输出PWM驱动信号的频率越高，当然这种关系不是线性的。为实现软启动，由IR2153的技术手册知，可以控制CT端的电压，改变其充放电的时间。基于这种思想我们可以在CT充电的时候给CT附加一个正向的电压，在CT放电的时候给CT附加一个负向电压，这样CT从1/3Vcc充电到2/3Vcc和CT从2/3Vcc放电到1/3Vcc所用的时间就减小了，频率也就增加了。所以，改变控制电平的幅值就可以方便的改变PWM信号的频率。启动时提高图5中控制电平的幅值，使得开关频率为f2，然后逐渐减小控制电平的幅值软启动/调光，使f2逐渐向f1滑动，直到钠灯点亮。钠灯点亮后，电路自然失谐到稳定工作状态，同时也要相应的控制电路配合把控制电平减小到使灯正常工作所需频率下对应的电平幅值。控制电平幅值与PWM信号频率比例关系的实验结果如表1所示。

1.4.2 调光功能实现

图4中，Uin为幅值为VDC/2高频方波，改变PWM信号频率，则Lr的感抗增加，电路中电流减小，灯两端的电压电流都减小，通过改变控制电平幅值的大小实现调光功能论文提纲怎么写。控制电平为一个可编程的电压，根据实际需要，在程序里就可以很方便的设定不同的调光时间段，最终达到调光节能的目的。考虑到镇流器的效率，钠灯的发光效率并避免声谐振现象的发生，选择开关频率范围为38KHZ-55KHZ[3]。实验结果如表2所示。

1.5 保护功能实现

镇流器系统的故障主要有断路故障（空载）和短路故障，这些故障都可以根据灯端电压加以判断，所以把灯端电压作为反馈信号，与比较器的基准进行比较，比较器的输出信号送到单片机中软启动/调光，由程序判断故障类型并做出相应处理。启动时，如果在设定的时间内灯电压仍然没有达到所设定的值，那么单片机就会封所PWM脉冲，延时3分钟后（冷灯时间）继续启动，如果在设定的启动次数内灯仍然不能点亮，则进入保护模块。正常工作时，如果发生故障，再次启动和保护过程和上述一样。图6为镇流器带载时的启动波形，图7为空载时启动波形。

2　实验结果

 

U

f

U

f

U

f

36.93

1.4

58.83

2.5

144.21

0.2

38.73

1.6

65.36

2.6

168.11

0.4

40.80

1.8

73.44

2.7

201.87

0.8

46.67

2

80.32

2.8

257.06

1

49.75

2.2

100.78

2.85

296.09

1.2

53.83

2.4

124.61

第5篇：高电压技术论文范文

关键词：串联电池组,电压测量,线性电路,共模,在线监测

1前言

目前，发电厂、变电站的操作电源系统大多采用直流电源，直流电源系统是发电厂、变电站非常重要的一种二次设备，它的主要任务就是给继电保护、断路器分合闸及其它控制提供可靠的直流操作电源和控制电源，它要求配置蓄电池系统。实践经验表明，在所有表征蓄电池的参数之中,蓄电池的端电压最能体现蓄电池的当前状况,可以根据端电压判断蓄电池的充、放电进程,当前电压是否超出允许的极限电压,还可以判断蓄电池组的均一性好坏等。因此，对蓄电池的端电压的测量十分重要。

2 不同端电压测量方法的分析和比较

蓄电池工作状态的监测关键在于蓄电池端电压和电流信号的采集。由于串联蓄电池组中的电池数量较多，整组电压很高，而且每个蓄电池之间都有电位联系，因此直接测量比较困难。在研究蓄电池监测系统过程中,人们提出了许多测量串联电池组单只电池端电压的方法。概括起来，主要有以几种:

2、1共模测量法

共模测量是相对同一参考点,用精密电阻等比例衰减各测量点电压,然后依次相减得到各节电池电压。该方法电路比较简单,但是测量精度低。比如，24节标称电压为12 V的蓄电池，单节电池测试精度为0.5%的测试系统，单节电池测试绝对误差为±60 mV，24节串联积累的绝对误差可达1.44 V，显然，其相对误差可达到12%，这在应急电源监控系统中经常会造成误报警，所以不能满足应急电源监控系统的要求。这种方法只适合串联电池数量较少或者对测量精度要求不高的场合。

2、2差模测量法

差模测量是通过电气或电子元件选通单节电池进行测量。当串联电池数量较多而且对测量精度要求较高时,一般应采用差模测量方法。

2、2、1继电器切换提取电压 [1、2]

传统的比较成熟的测试方法是用继电器和大的电解电容做隔离处理，其基本的测试原理是：首先将继电器闭合到蓄电池一侧，对电解电容充电；测量时把继电器闭合到测量电路一侧，将电解电容和蓄电池隔离开来，由于电解电容保持有该蓄电池的电压信号，因此，测试部分只需测量电解电容上的电压，即可得到相应的单体蓄电池电压。论文大全。此方法具有原理简单、造价低的优点。但是由于继电器存在着机械动作慢，使用寿命低等缺陷，根据这一原理实现的检测装置在速度、使用寿命、工作的可靠性方面都难以令人满意。为解决上面问题可将机械继电器改用光耦继电器，这样无需外加电解电容提高了可靠性，速度和使用寿命也随之达到要求，但相对成本要大大提高。用光电隔离器件和大电解电容器构成采样,保持电路来测量蓄电池组中单只电池电压。此电路缺点是: 在A/D转换过程中,电容上的电压能发生变化,使精度趋低,而且电容充放电时间及晶体管和隔离芯等器件动作延迟决定采样时间长等缺点。

2、2、2 V／F转换无触点采样提取电压 [2、3]

V／F转换法的原理图如图1所示，其工作原理如下：信号采集采用V／F转换的方法，单节蓄电池采用分别采样，取单节蓄电池的端电压经分压(降低功耗)后作为V／F转换的输入，分压电阻的分散性可通过V／F转换电路调整。V／F转换信号输出通过光电隔离器件送到模拟开关，处理器通过控制模拟开关采集频率信号。数据采集电路与数据处理电路采用光电隔离和变压器隔离技术，实现两者之间电气上的隔离。但采用V/F转换作为A/D转换器的缺点是响应速度慢、在小信号范围内线性度差、精度低。

图1 V／F转换法的原理图

2、2、3浮动地技术测量电池端电压 [4]

由于串联在一起的电池组总电压达几十伏，甚至上百伏，远远高于模拟开关的正常工作电压，因此需要使地电位随测量不同电池电压时自动浮动来保证测量正常进行，其原理图如图2所示。每次工作时，先由模拟开关选通，使其被测电池两端的电位信号接入测试电路，此信号一方面进入差分放大器；另一方面进入窗口比较器，在窗口比较器中与固定电位V r 相比较，从窗口比较器输出的开关量状态可识别出当前测量地(GND)的电位是太高、太低或者正好(相对于V r )。如果正好，则可以启动A／D进行测量。如果太高或太低，则通过控制器对地(GND)电位行浮动控制。由于地电位经常受现场干扰发生变化，而该方法不能对地电位进行实时精确控制，因而影响整个系统的测量精度。

图2 浮动地技术原理图

3 线性电路直接采样法

本文介绍的线性电路直接采样法是为每个蓄电池配置一块采集板，贴近蓄电池安装，就近完成信号的采集和转换，将转换后的数字信号传输给单片机系统进行处理和传输。该方法的原理框图如图3所示。

图3 线性电路直接采样法原理框图

该方法采用线性运算放大器组成线性采样电路，后经电压跟随器送入A/D转换器, 转换后的数字信号传输给单片机系统，无须外加采样保持电路。根据串联电池组总电压的大小，选择适当的放大倍数，无须电阻分压网络或改变地电位，就可以直接测量任意一只电池的电压。

线性电路图如图4所示。该电路为典型的增益可调性能优良的差动运算线性电路,图中A 1 和A 2 构成精密电压跟随器，A 3 是差动放大输出电路，A 4 是增益调节辅助放大器。论文大全。根据运算放大器的特性,可分析计算出经过采样电路后的输出电压为:

取 ，则有第n节蓄电池经采样电路变换后的电压为：

图4 差动运算线性电路原理图

电路增益的调节由电阻R决定，范围很宽，而且线性很好，这就保证了差动运算的精度。只要两个输入运算放大器的基本特性相同，则失调电压的影响就很小。满足条件R n1 /R n2 =R n3 /R n4 时，电路就有良好的共模抑制特性。由于A 4 的输出阻抗很低，调节R改变增益时，电路的共模抑制能力不受影响。为了确保该电路的优良特性，运算放大器A 4 的选择十分重要。如果要求共模抑制能力很强，则除选择精密绕线电阻R n1 、R n2 、R n3 和R n4 以外，A 4 应选择高增益型的运算放大器。论文大全。

该电路的输出电压就是单节蓄电池的端电压，由于是线性电路,因此可以快速跟踪测量单节蓄电池电压的变化。该电路的输入阻抗很大, 而蓄电池的内阻很小（一般只有几毫欧，甚至零点几毫欧）,因而保证了很高的测量精度，为正确判断蓄电池组的当前状态提供了准确的技术参数。另外，该电路还有很好的可扩展性能。选择适当的R n1 ～R n5 的值，可以测量标称电压是2V、6V和12V的电池，还可以测量电池组总电压。

4 结语

本文提出的测量电池电压的线性电路直接采样法,电路简单实用,适用范围广,测量精度高,很好的解决了串联电池组电池电压检测难的问题,为蓄电池的在线监测和快速诊断提供准确的技术参数,具有广阔的实际应用前景。

参考文献

[1] 张利国，蒋京颐，一种串联蓄电池组电压巡检仪的设计，现代电力电子技术，2006年第20期总第235期

[2] 吕勇军，智能蓄电池在线监测仪的设计，国外电子元器件，2001年第9期，2001年9月

[3] 李树靖，林凌，李 刚，串联电池组电池电压测量方法的研究，仪器仪表学报，2003年8月，第24卷第4期增刊

[4] 欧阳斌林，董守田，蓄电池组智能监测仪中的浮动地技术，电测与仪表，1998，35(12):35.

[5] 王永洪，线性集成运算放大器及其应用，北京：机械工业出版社，1988.

第6篇：高电压技术论文范文

关键词：电火花表面强化1Cr18Ni9Ti，微观组织，显微硬度

 

0 引言

1Cr18Ni9Ti不锈钢以其良好的抗腐蚀性能及良好的高温，低温韧性而成为国内应用最广泛的钢种，但缺点是硬度较低，导致耐磨性能下降。电火花表面强化是利用火花放电能量，在金属表面形成一层高硬度、高耐磨、抗腐蚀及热硬性好的合金强化层。电火花表面强化工艺设备比较简单轻便、热输入量小，工件不变形，堆焊层与基体为冶金结合，电极材料选择范围广且其消耗量少，是具有发展前景的表面处理技术之一。该工艺在国内外已用于刀具、模具、易磨损件等表面强化，可显著提高工模具、易磨损件的使用寿命[1-6]。本实验以1Cr18Ni9Ti不锈钢为基材，采用电火花技术，对不锈钢的表面强化做有益探索。

1 电火花堆焊实验

1.1 实验条件

基材为1Cr18Ni9Ti奥氏体不锈钢，厚度为2mm。实验设备为3H-ES型金属表面强化修复机。科技论文。输入电压AC220V，单相50/60 HZ，功率1500 W，频率70~700 HZ。采用HXS－1000型号的显微硬度仪，测试试样的显微硬度。电极为旋转式，强化电极材料与试样材料相同。科技论文。试验中采用氩气保护。

经过摸索，确定功率，电压和频率的范围。功率（W）500、630、950，电压（V）50、70、90，频率（Hz）210、300、500，采用正交实验。

1.2 组织分析

图1为堆焊层全貌。图2为堆焊微观分层,从上至下：堆焊层、过渡层、基体。科技论文。可以看出，堆焊层较白亮，组织晶粒较细，与过渡层相比要细小的多，这由于在堆焊过程中，堆焊层加热至高温，高温保温时间短；堆焊后冷却到室温，冷却速度较快，相当于一次淬火。在热处理中，保温时间短、冷却速度快就会得到细化的晶粒，因而堆焊层中心的晶粒得以细化。众所周知，细晶强化是强化金属的一种方式，也就是说晶粒越细，金属的机械性能越好，强度和硬度等越大。过渡层的晶粒较粗，可能由于加热到高温之后，金属内部散热比较慢，相当于一次回火，导致晶粒与堆焊层和基体相比显得粗大，强度、硬度等都会有一定的影响。

图1 堆焊层全貌 70× 图2 堆焊微观分层 450×

Fig1. Completepicture of welding layer Fig2. Microscopic laminationof welding layer

图3 堆焊层与过渡层 1000×

Fig3. Welding layer and transitional layer

1.2 硬度分析

加载200克，保荷20秒，在堆焊层高度方向上，沿直线0.05mm打点，分别测试堆焊层、过渡区和基体的显微硬度，硬度数值如表1。并绘制硬度曲线，如图4，观察各区域硬度变化趋势。

表1 硬度测量

第7篇：高电压技术论文范文

关键词：两级功率因数校正 组合控制器 实验分析

中图分类号：TM46 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）02-0128-02

1 绪论

随着电力电子器件的迅速发展，如变频器、逆变电源、高频开关电源等各类变流器在生活、生产的各个领域中得到了广泛的应用。由于这些变流装置基本上都是通过整流环节来获得直流电源，而整流环节广泛采用的是二极管不控整流或晶闸管相控整流电路，因而对电网注入了大量的谐波及无功，造成了严重的电网“污染”。解决电网“污染”最根本有效的措施就是变流装置实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数。

为了抑制开关电源的谐波，有源功率因数校正（Active Power Factor Correction，APFC）技术是最为有效的方法，成为开关电源研究的重要领域和电力电子研究的热点之一[1]。

2 组合控制器FAN4800简介

FAN4800是应用于功率因数校正设备的一种控制器。PFC电路允许使用更小的，低成本的大容量电容器，进而减小线路电力负荷及开关功率管上的应力，最终完全满足IEC-1000-3-2的规范。FAN4800包括执行前缘电路，平均电流电路，升压型功率因数校正电路和一个尾缘PWM电路。1A门级驱动能力尽可能的减少的外部驱动电路的需要。低功率的需求提高了效率并降低了元器件的成本。过压比较器可以在负载突然减小时关闭PFC部分。PFC部分还包括峰值电路和输入电压掉电保护。PWM部分可以工作在电流或电压模式，最高工作频率250kHz，还有一个准确的50%的占空比限制，以防止变压器饱和。FAN4800包括一个PWM部分折合后的电流限制，以提供短路保护。

3 电路设计

根据以上组合控制器FAN4800的介绍，设计一台容量为240W的BoostPFC+单管正激变换器的两级PFC变换器。利用两级功率因数校正复合芯片，主电路采用前级功率因数校正电路和后级直流/直流变换器拓扑结构。实验主电路如图1所示。

主电路采用两级电路，前级为Boost，后级为正激电路，前级是为实现PFC功能，采用平均电流的控制策略，其占空比理论为0～1，实际中由于输入电压为馒头波，其幅值从0V变化到273.6V，因此开关的占空比变化范围为1-Vin_max/VB～1-Vin_min/VB（0.286～1）。后级采用PWM整流的方法控制实现调压功能，由于正激变换器采用的绕组复位的方式，所以其占空比变化范围与原边绕组与磁复位绕组的匝比相关。

Boost-PFC电路采用平均电流控制策略，而实现电压与电流双闭环控制[2]。由于采用的是Boost电路，因此输出电压要比输入电压的峰值大，由于输入电压的范围为100VAC-240VAC，所以Boost-PFC输出电压的大小至少要大于339.36V，而且开关管Q1的最小占空比有要求，不能太小。因此往往Boost-PFC的输出电压取得更高，此处取的是383V。正因为如此，而最终的输出电压为24V，因此有必要加入后级电路进行输出电压调节。

4 实验结果分析

图2为两级功率因数校正变换器的输入电压和电流的波形。从波形上分析可得，输入电流波形与输入电压波形在相位上基本保持一致，波形为正弦波，从而使功率因数接近于1。

根据实验数据得出输入电压240V时，负载电流I与效率值之间的关系曲线如图3，负载电流越大，效率值越高。

不同输入电压值时，PF值与负载电流I之间的关系曲线如图4。同一输入电压下，负载电流越大，PF值越高；同一负载电流下，输入电压越高，PF值越小。

实验中用万用表测得两级PFC电路的输出电压为V，达到预期目标。

本论文在前面理论分析的基础上，采用两级PFC复合芯片，设计了一台容量为240W的Boost PFC+单管正激变换器的两级PFC变换器，通过实验验证、分析实验结果表明，本设计能够达到预定的效果，稳定、正常地工作。

参考文献

第8篇：高电压技术论文范文

关键词：换流变压器 内部电场 有限元分析

一、简介

据统计，换流变压器在运行过程中绝缘事故在全部故障中所占的比例在50%以上，而所有这些绝缘故障主要发生在阀侧绕组或与之相关的部位。故对换流变压器绝缘尤其是阀侧绕组端部绝缘的研究显得尤为重要。而针对换流变压器所采用的油纸复合结构，阀侧绕组电场的研究是必要的。

二、换流变压器模型的建立

本次仿真采用串联12脉动换流电路。12脉动换流单元是两个交流侧电位差为30°的6脉动单元在直流侧串联所组成的。图1为串联12脉动换流变压器的接线原理图，利用变压器二次侧绕组接法的不同，使输出整流电压Ud在每个交流电源周期中脉动12次。且为了保证换流变压器阀侧每相线电压相等，阀侧星接绕组与角接绕组的变比比值为k1：k2=1：。

变压器工作时每个时刻只有4个晶闸管导通，且变压器各阀的编号与阀的导通次序是一致的。本文为了简化计算，故作以下规定：

（一）整流角=0°，即在自然换相点进行换相，可用二极管等效晶闸管。换相重叠角=0°，即设换相时为理想情况。

（二）阀侧角接绕组与星接绕组的等效阻抗相等。

由可求出，阀侧星接绕组线电压幅值为242kV。为了便于仿真，将角接绕组简化为星接绕组，在阀侧形成两组对应相相差30°星接电路。

三、仿真元件的选择

本文应用ORCAD软件对换流变压器阀侧电压进行仿真，为了便于仿真，做了以下简化：

（一）电源采用阀侧线电压，省略对变压器的数值计算。

（二）由于仿真的电压过高，对整个电路采取归一，即对直流侧电压为800V的电路进行阀侧电压的仿真。

（三）=0°，采用二极管等效整流，考虑阀侧所承受的电压幅值，在元件库中选择D1N4007。

四、换流变压器阀侧电压的软件仿真

本文对一台换流变压器纯电阻、阻容、阻感三种负载情况下进行仿真。

（一）纯电阻负载

在软件环境下建立如图2的仿真模型，仿真结果如图3、4所示。由于换流变压器网侧电源的三相对称性，本文在进行仿真时，只取其中一相（A相）对其波形进行研究，且仿真时间设为两个周期，即40ms。

在上图中，图形1为直流侧输出电压Ud的波形，图形2为角接绕组的对地电压Ub1的波形，图形3为串联星接绕组的输出电压Ua1-Um的波形。（下面图采取相似图形表示方法）

图3包含直流端输出电压Ud，其波形波动幅度不大，一个周期内波动12次，输出波形接近直流。由阀侧两个串联端输出的线电压Ub1和Ua1-Um可知，串联的两组换流阀输出等效电压相等，差别是角接绕组电压超前相应星接绕组30°，这与设计原理吻合。

比较图4中换流变压器阀侧星接绕组对地电压Ua1与图3中Ub1可知，Ua1幅值、有效值明显比Ub1的幅值、有效值高。这是因为星接绕组的对地电压是自身输出与角接绕组的对地电压叠加而成。

由此可见，在阀侧两组绕组中，所承受交流电幅值相同时，星接绕组所承受直流电压明显比角接绕组所承受的直流电压高。故换流变压器的这种特性对变压器的绝缘设计，尤其是阀侧绕组绝缘设计，增加了很大难度。

（二）阻容性负载

建立如图5示的阀侧阻容性负载仿真模型，其仿真输出电压波形如图6、7所示，其中。由于采用的是三相对称电源，故以A相为例进行分析。

如图6所示，Ud的图形趋于直线，与图3相比电压稳定在800V，这是由于电容的钳位作用使Ud波形在阀侧电压变化时保持稳定。

因为直流输电中大多数电缆或负载呈现阻容性，由以上分析可知，阻容性负载电路会降低平波电抗器和直流滤波器等高压设备所承受的电压负荷变化率，提高这些高压电器的工作寿命。

（三）阻感性负载

建立如图8所示的阀侧阻感性负载仿真模型，其仿真输出电压波形如图9、10所示，其中。

如图9、10可知，波形变化较纯阻性电路相比并无显著变化。因为在实际电路中会存在少量的残余电感，由9、10可知，当这种电感很小时，对电路影响并不大。所以我们在实际电路中应保证残余电感相对电路负载足够小，降低残余电感对电能传输效率的影响。

五、总结

大型换流变压器常采用串联12脉整流单元，其阀侧绕组的两个阀桥分别为星接和角接。换流变压器网侧与普通电力变压器并无差别，而阀侧绕组则不同。阀侧绕组不仅承受交流电压还要承受直流电压，除此之外还会承受极性反转电压和各种暂态过电压，这是换流变压器与普通电力变压器的首要区别。

实际输电系统中，不会出现负载为纯电阻的情况，都会掺杂电容和电感。对于电路，电容的引入可以减缓换相时电路中电压的快速变化，也会降低电抗器等高压电器上的电压波动。而较小的电感的引入不会对输出波形有明显的影响，因而可以尽量降低电路负载处残余电感。

参考文献

[1]胡毳.800kV直流换电站电气一次设计及研究.昆明理工大学工程硕士学位论文，2008.3：1-16.

[2]V.F.Lescale.Modern HVDC State of the art and development t rends[C].Proc.of International Conference on Power System Technology.Beijing，Electric Power Research Institute，1998：446-2450.

[3]王宁之.换流变压器和平抗器研制简介.变压器，2007.2，44（2）：44-46.

[4]李海英，陈松林，张宏波等.超高压直流系统中的换流变压器保护，中国论文下载中心：4-6.

[5]王燕，王建平.800kV穗东换流站直流阀侧绕组接线的初步研究.武汉大学学报（理学报），2005.12，51（S2）：102-104.

[6]刘宝宏，殷威扬，杨志栋，孙中明.800kV特高压直流输电系统主回路参数研究.高电压技术，2007.1，33（1）：18-26.

[7]闫金春.特高压直流输电三脉动换流器模型的研究.华北电力大学硕士学位论文，2007.3：21-29.

（作者单位：青岛科技大学）

第9篇：高电压技术论文范文

论文关键词：路灯照明,节能控制系统,智能调控技术

1.城市路灯的现状

对于一个城市来说，路灯照明系统无疑是不可或缺的重要基础设施，城市照明系统的合理配置和有效运行已经成为衡量一个城市市容、市貌的重要标志。

值得注意的是，城市照明系统在营造城市宜居生活环境、为人们提供生活便利的同时，也消耗着大量的电力能源。据统计，城市路灯照明占我国照明耗电30%的比例，年用电约850亿千瓦时，一年市政路灯照明的开支就高达552亿元，而由于技术原因，路灯照明不能根据电网波动、照明需求以及照明时段等情况实时调整，目前路灯照明的电能利用率还不到60%，电能浪费相当严重，存在着巨大的节能空间。

2.城市路灯用电症状分析

城市路灯照明节能势在必行，路灯用电的浪费存在于以下几方面：

1.运行浪费，供电品质差。因时段不同，电网负荷变化大，路灯供电线路电压波动也较大。上半夜行人车辆较多时，适逢用电高峰，电压低，亮度较暗。而下半夜，电网负荷下降，电压骤升导致照度异常明亮。路灯照明随不同时段电压波动幅度高达±15%，这样势必增加电、热的转换比值，使灯具的用电效率下降，造成电能浪费。同时电压波动大容易造成灯具持续发热而过早损坏，导致灯具的寿命缩短，需要频繁维修、维护和更换灯具，增加维护成本。

2.线路浪费，线路损耗大。路灯供电线路长，功率因数低，多数现场只有0.5左右，线路损耗大；同时路灯照明灯具都为220V单相电压供电，用电线路中都存在着严重的三相不平衡，由此造成零序电流过大，零点位移，引发三相不平衡，从而也造成电路损耗较大。

3.间接浪费，管理方式粗放。目前大多数路灯照明线路控制简单，对操作结果实施功能监视、记录和统计，依赖单一的定时或人工控制，仅仅靠工作人员白天或晚上巡视的方式发现设备异常。特别是大中城市，大量的人工巡视都无法及时发现故障，处理设备故障效率也很低，浪费大量的人力和物力。

3.路灯节电系统研究

根据目前路灯及公共场所灯具的工作特点，针对上述问题开发出一种使用方便又节能的装置，这种装置应该有如下功能：

（1）稳压控制：无论在用电高峰还是用电低谷，始终能使供电电压稳定在额定值范围；

（2）显示功能：可显示输入电压、输出电压、三相电压、功率因数，有功、无功等参数；

（3）定时启停：不同地区和不同季节，不同的昼夜交替时间，系统能根据地区和季节自动调节开闭路灯时间；

（4）根据天气情况调节启停时间：在定时启停功能上能有根据天气情况开闭路灯；

（5）自动功率因数补偿：随着照明设备的不断升级，系统应有功率因数补偿功能；

（6）效率高，无波形畸变，电压调节平稳，适应负载广泛，能承受瞬时超载，可长期连续工作，手控自控随意切换，设有过压、欠压自动保护功能。

根据上述原则提出的设计方案。

当今国际上流行的节能方式智能调控技术，能够符合上述对路灯节能系统的功能提出的要求。智能调控技术采用微电脑控制系统，实时采集输出、输入电压信号与最佳照明电压比较，通过计算进行自动调节，在确保功能和效果的前提下，合理调整亮灯的亮度、数量和时间，包括以调光装置、声控、光控、时控等为主的光源控制器件。

这种节能控制器应用DVR电网电压调节技术概念，通过电磁调压、电磁移相、电磁平衡等新技术，通过最新的电压控制软件和先进的电子线路对负载设备进行实时检测与跟踪，同时，对输入、输出电流电压和功率等参数提供动态数据、故障判断和自动保护，对路灯的定时开关特性以及分时供电或自动调整节电率等功能进行组合或选择。

4.市政路灯改造节能效益分析

1.根据XX市的每条路况，车辆人流商业情况，配置采用智能调控技术的路灯节电器，制定每台设备的运行模式，做到因地制宜，最大限度节约能源，保护和延长照明设备寿命。

改造工程款（万元）

改造前电费（万元）

节电率

年节省电费（万元）

回收周期（年）

650-900

1000

30%